Моделирование и проектирование широкополосных диодных умножителей частоты КВЧ-диапазона тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.12.07, кандидат технических наук Березин, Виталий Витальевич

  • Березин, Виталий Витальевич
  • кандидат технических науккандидат технических наук
  • 2018, Нижний НовгородНижний Новгород
  • Специальность ВАК РФ05.12.07
  • Количество страниц 165
Березин, Виталий Витальевич. Моделирование и проектирование широкополосных диодных умножителей частоты КВЧ-диапазона: дис. кандидат технических наук: 05.12.07 - Антенны, СВЧ устройства и их технологии. Нижний Новгород. 2018. 165 с.

Оглавление диссертации кандидат технических наук Березин, Виталий Витальевич

1.1 Исходные сведения.......................................................... 15

1.2 Общая характеристика систем автоматического проектирования......21

1.3 Анализ работ, использующих САПР при проектировании УЧ......30

1.4 Математическое описание методов расчета..........................33

1.4.1 Метод конечных элементов............................................33

1.4.2 Метод гармонического баланса.......................................36

1.5 Особенности конструктивного выполнения широкополосных КВЧ-умножителей. (выбор перспективных вариантов)........................38

1.6 Выводы.........................................................................45

Глава 2 Компьютерное моделирование, расчет и исследование

широкополосных утроителей частоты...........................................47

2.1 Схемно-конструктивные особенности утроителей частоты.........47

2.2 Описание методик расчета и проектирования широкополосных умножителей КВЧ.......................................................................56

2.3 Моделирование утроителя частоты 75-110 ГГц........................61

2.3.1 Результаты анализа........................................................ 63

2.3.2 Оптимизация параметров диодов широкополосного утроителя частоты 75-110 ГГц.....................................................................68

2.4 Расчет утроителя частоты 110-170 ГГц..................................71

2.5 Выводы..........................................................................78

Глава 3 Компьютерное моделирование, расчет и исследование

широкополосных удвоителей частоты...........................................79

3.1 Схемно-конструктивные особенности удвоителей частоты..........79

3.2 Моделирование удвоителя частоты 26-40 ГГц..........................83

3.2.1 Результаты анализа.......................................................... 84

3.2.2 Оптимизация конструкции удвоителя частоты 26-40 ГГц..........91

3.2.2.1 Генерирование гармоник в удвоителе частоты.....................92

3.2.2.2 Селекция паразитных гармоник........................................95

3.3 Расчет удвоителя частоты 53,57-78,33 ГГц..............................97

3.4 Выводы..........................................................................101

Глава 4 Компьютерное моделирование и исследование

широкополосных умножителей частоты на диодных микросборках... 103

4.1 Конструктивные и технологические особенности интегральных диодных микросборок..................................................................103

4.2 Расчет утроителя частоты 75-110 ГГц на диодной микросборке. 106

4.2.1 Моделирование утроителя частоты 75-110 ГГц......................107

4.2.2 Поиск оптимальной конструкции микросборки утроителя частоты 75-110 ГГц.......................................................................115

4.2.3 Расчет утроителя частоты 75-110 ГГц на микросборке без отверстий..................................................................................118

4.3 Расчет удвоителя 50-75 ГГц на диодной микросборке............... 122

4.3.1 Моделирование удвоителя частоты 50-75 ГГц.......................123

4.4 Выводы...........................................................................130

Глава 5 Рекомендации по практическому применению методики

расчета и проектирования широкополосных диодных умножителей КВЧ... 131

5.1 Системные требования (аппаратно-программное обеспечение).....131

5.2 Построение и расчет модели устройства в программе HFSS.........134

5.3 Построение и расчет модели устройства в программе Designer......142

5.4 Автоматическая оптимизация параметров модели.....................145

5.5 Выводы...........................................................................147

Заключение..........................................................................148

Список литературы..............................................................150

Приложение........................................................................164

СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ

АЧХ - амплитудно-частотная характеристика

БИС - большая интегральная схема

ВАХ - вольт-амперная характеристика

ВФХ - вольт-фарадная характеристика

ВЩЛ - волноводно-щелевая линия

ГПАВ - генератор на поверхностно-акустических волнах

ГТД - геометрическая теория дифракции

дБм - децибел относительно милливатта

дБс - децибел относительно сигнала

ДБШ - диод с барьером Шоттки

ДНЗ - диод с накоплением заряда

ДР - диэлектрический резонатор

ИС - интегральная схема

КВЧ - крайне высокие частоты

КСВН - коэффициент стоячей волны по напряжению

КПД -коэффициент полезного действия

ЛПД - лавинно-пролетный диод

МИС - монолитная интегральная схема

МКЭ - метод конечных элементов

МОМ - метод моментов

ПФ - полосовой фильтр

РИА - радиоизмерительная аппаратура

РЭА - радиоэлектронная аппаратура

САПР - система автоматизированного проектирования

СВЧ - сверхвысокие частоты

УЧ - умножитель частоты

ФО - физическая оптика

ЭСП-диоды - диоды с эффектом смыкания р-п перехода

Введение

Актуальность темы исследования

Умножители частоты (УЧ) находят широкое применение в различных отраслях науки и техники. Они являются важнейшими элементами узловой электронной базы наряду с генераторами, усилителями, смесителями, детекторами и т.п.

В каждом случае к умножителям предъявляются специфические требования, и разнообразие условий, в которых они работают, определяет разнообразие схем их построения и используемых активных элементов. В одних случаях необходимо получить в УЧ максимум уровня выходной мощности и КПД, в других - максимум полосы рабочих частот, в третьих -чистоту спектра выходного сигнала и т.д.

Все большую актуальность приобретает комплексная проблема, заключающаяся в разработке мощных умножителей, работающих в широкой полосе частот при большом динамическом диапазоне преобразуемой мощности с высокими спектральными характеристиками выходного сигнала.

Большинство современных полупроводниковых источников сигналов сантиметрового и миллиметрового диапазонов (генераторов, синтезаторов, гетеродинов) используют УЧ в качестве выходных формирующих каскадов. Именно параметрами умножителей определяются основные характеристики источников сигналов: уровень выходной мощности, подавление паразитных составляющих в спектре выходного сигнала и другие.

Основы теории и методы расчета УЧ разработаны в конце 50-х годов [1-6]. Однако, и сегодня по вопросам анализа, расчета и автоматизированного проектирования умножителей публикуется большое количество работ [7-12], что связано с тенденциями расширения диапазона длин волн, использованием новой элементной базы, новых конструкторско-технологических решений в проектировании.

Большой вклад в теорию и практику умножения частоты на СВЧ внесли: А.А. Харкевич [6], В.И. Григулевич [13], И.Х. Ризкин [14], Б.Е. Петров [15, 16], Л.С. Гуткин [17, 18], В.И. Пильдон [19], А.А. Визель [19], М.Е. Жаботинский [20], А.Н. Бруевич [5, 21], Ю.Л. Хотунцев [22], А.М. Щитов [23-25], H. Armbrüster [26], C.B. Burchkhurdt [27], K. Schüneman [28, 29], I. Archer [30, 31].

Вопросы анализа и расчета простейших схем УЧ миллиметрового диапазона на различных нелинейных элементах сегодня представляются достаточно полно изученными и освещенными в обширной литературе [13-39].

Несмотря на обилие различных методов (аналитических и машинных) анализа умножителей частоты, задача проектирования, например, варакторных УЧ, как отмечается в [14], сложна, и обычно решается итеративно; важную роль играет «доводка» реализованной системы.

Для работы в миллиметровом диапазоне частот сегодня известно несколько десятков различных типов умножителей частоты, отличающихся шириной полосы рабочих частот, коэффициентом умножения, видом и количеством используемых нелинейных элементов, схемой, конструкцией и технологией изготовления, уровнем технических параметров и условиями эксплуатации.

Однако синтез универсального умножителя является сложной задачей, поскольку повышение одних характеристик ведет к ухудшению других, и отсутствуют точные методы расчета и оптимизации на ЭВМ «сильно» нелинейных устройств с распределенными параметрами. Поэтому выбор схемы умножителя и расчет ее элементов производится, как правило, приближенно, с учетом последующей экспериментальной доводки, исходя из требований к значениям ограниченного числа параметров, удовлетворение которых гарантирует решение определенных задач. Этими параметрами являются:

- диапазон частот по входу (выходу);

- коэффициент умножения;

- потери преобразования;

- уровень входной (выходной) мощности;

- подавление нежелательных гармонических составляющих.

Очевидно, что расчет умножителя в зависимости от требуемых

электрических характеристик, условий эксплуатации и массогабаритных параметров должен производиться с учетом выбора конструктивного выполнения (на сосредоточенных элементах, на распределенных, в коаксиальном исполнении, в волноводном, в микрополосковом (в виде ИС) и т.д.).

По-видимому, вполне удовлетворительной методики расчета нет. Полезные соображения по всем этапам проектирования разбросаны во множестве работ [14-40], поэтому задача создания эффективных методик проектирования различных типов УЧ представляется актуальной.

Потребности радиоизмерительной аппаратуры связаны, во-первых, с разработкой предельно широкополосных полупроводниковых УЧ малой и средней мощности с высокой спектральной чистотой выходного сигнала для построения на их базе источников сигналов (измерительных генераторов, синтезаторов, гетеродинов приемных устройств и т.д.) в широком диапазоне частот от сотен мегагерц до сотен гигагерц; во-вторых, с разработкой узкополосных высокоэффективных умножителей частоты высокой кратности - 10...20... и более для создания спектрально чистых источников сигналов фиксированных частот (гетеродинов) с минимальным уровнем фазовых шумов путем умножения частоты высокостабильных источников опорных сигналов (кварцевых генераторов, генераторов на ПАВ и ДР и т.п.).

Анализ литературы показывает, что наиболее распространенными для

миллиметрового диапазона частот на сегодняшний день являются диодные

УЧ. В узкополосных умножителях с полосой ~10% для обеспечения

минимума потерь предпочтительнее использовать варакторы или диоды с

накоплением заряда (ДНЗ). Для широкополосных умножителей,

перекрывающих всю полосу частот волновода, чаще применяются

смесительные диоды с барьером Шоттки в качестве варакторов [32]. Это приводит к несколько большим потерям преобразования (эффективность

Л

где п - коэффициент умножения), тем не менее легче решаются вопросы широкополосного согласования и устранения параметрических возбуждений.

Перспективным является выполнение умножителей в виде монолитной интегральной схемы (МИС), содержащей диоды, цепи автосмещения и элементы подводящих линий передачи. Минимизация паразитных параметров в этом случае позволяет существенно повысить технические характеристики умножителей и снизить трудоемкость изготовления. Моделирование умножителей частоты на диодных микросборках также является актуальной задачей диссертации.

Важно определить потенциальные возможности той или иной конструкции для реализации высоких технических характеристик умножителя, а также определить оптимальные требования к параметрам нелинейных элементов (диодов). Эти вопросы можно решить только моделированием. Экспериментальные исследования очень трудоемки и дороги.

Разработка новых типов умножителей КВЧ с улучшенными

техническими характеристиками требует развития методов их

электродинамического расчета и компьютерного проектирования. В

последнее время широкое развитие при создании систем проектирования

СВЧ- и КВЧ-устройств получили численные методы. Однако они находятся в

стадии становления и способны решать задачи проектирования отдельных,

относительно простых фрагментов конструкций СВЧ-узлов. Результаты

расчета и оптимизации электродинамическими методами сложных

конструкций, основанных на сочетании различных типов волноведущих

структур с использованием нелинейных полупроводниковых приборов,

какими являются умножители частоты СВЧ- и КВЧ-диапазонов, в литературе

не приведены. В настоящее время основа совершенствования характеристик

8

УЧ и расширения их частотного диапазона в область миллиметровых длин волн, главным образом - накопление опыта экспериментальных исследований.

Настоящая диссертационная работа посвящена актуальному направлению - численному моделированию и расчету широкополосных умножителей частоты миллиметрового диапазона длин волн.

Цель и задачи диссертационной работы

Целью диссертационной работы является создание методик расчета и проектирования широкополосных диодных умножителей КВЧ-диапазона и разработка на их основе удвоителей и утроителей частоты с повышенными техническими характеристиками в диапазоне частот 26-170 ГГц. Для достижения поставленной цели были решены следующие задачи:

1. Поиск оптимальной конфигурации САПР для моделирования широкополосных волноводных УЧ КВЧ-диапазона, разработка методик их расчета и проектирования;

2. Поиск оптимальных базовых конструкций УЧ;

3. Проектирование, расчет и оптимизация по основным техническим характеристикам удвоителей и утроителей частоты на дискретных элементах (диодах Шоттки);

4. Проектирование, расчет и оптимизация по основным техническим характеристикам УЧ на диодных микросборках, разработка новой перспективной элементной базы;

5. Экспериментальное подтверждение результатов моделирования;

6. Разработка рекомендаций по практическому применению методик расчета и проектирования широкополосных УЧ.

Методы диссертационного исследования

Методики проектирования широкополосных волноводных диодных

умножителей КВЧ основываются на симбиозе метода конечных элементов и

метода гармонического баланса. Сложные волноведущие структуры и цепи

смещения, имеющие линейный характер, рассчитываются методом конечных

9

элементов (МКЭ). Нелинейная часть с учетом результатов расчета линейной составляющей вычисляется методом гармонического баланса (МГБ).

Научная новизна диссертации заключается в разработке методик проектирования широкополосных волноводных диодных УЧ, экспериментальном подтверждении их эффективности и создании на их основе новых моделей УЧ, обеспечивающих существенное улучшение характеристик. В частности:

1. Предложены и разработаны эффективные методики расчета и проектирования широкополосных диодных умножителей КВЧ-диапазона, сочетающие электродинамический расчет волноведущих структур с анализом нелинейных характеристик устройства. Методики позволили впервые определить и проанализировать влияние различных факторов на основные характеристики УЧ (геометрии волноведущих структур, параметров нелинейных элементов, в том числе степени нелинейности ВФХ, конфигурации и местоположения регулировочных элементов, номиналов цепей автосмещения, асимметрии конструкции и др.), что дало возможность проводить комплексное моделирование устройств с достижением максимальной эффективности преобразования.

2. Рассчитаны, оптимизированы и практически реализованы диодные удвоители и утроители КВЧ в общем диапазоне частот от 26 ГГц до 170 ГГц с улучшенными техническими характеристиками.

3. Рассчитаны и оптимизированы умножители КВЧ на интегральных микросборках - новой перспективной элементной базе.

4. Сформулированы рекомендации по практическому применению методик расчета и проектирования широкополосных диодных умножителей КВЧ с использованием сертифицированных САПР.

Практическая значимость

1. Разработаны эффективные методики на базе САПР для

проектирования широкополосных диодных умножителей частоты КВЧ-

диапазона, обеспечивающие совпадение расчетных характеристик с

10

экспериментальными результатами в широком диапазоне частот 26-170 ГГц и позволяющие значительно сократить время и средства на разработку.

2. Результаты диссертационной работы позволили существенно улучшить характеристики широкого ряда умножителей КВЧ (повысить на 3-5 дБ эффективность преобразования, увеличить на 10-15 дБ подавление паразитных составляющих в спектре выходного сигнала) без проведения трудоемких и дорогостоящих экспериментальных исследований.

3. По результатам исследований сформулированы оптимальные требования к параметрам нелинейных элементов (диодов) для достижения максимальной эффективности преобразования и высокой степени подавления побочных составляющих в спектре выходного сигнала умножителя.

4. Предложен новый вариант диодной интегральной микросборки для утроителя частоты 75-110 ГГц, обеспечивающий уровень мощности выходного сигнала 3-5 мВт при Рвх=100 мВт.

5. Результаты расчетов и рекомендации по практическому применению методик моделирования могут быть использованы при проектировании новых типов умножителей частоты.

Положения, выносимые на защиту:

1. Методики расчета и проектирования широкополосных УЧ КВЧ-диапазона, сочетающие электродинамический расчет волноведущих структур с анализом нелинейных характеристик устройства, эффективность которых подтверждена экспериментальными результатами.

2. Результаты расчета, оптимизации и практической реализации удвоителей и утроителей КВЧ на диодах Шоттки в общем диапазоне частот от 26 ГГц до 170 ГГц (с повышенной на 3-5 дБ эффективностью преобразования).

3. Результаты исследований УЧ на интегральных монолитных диодных микросборках - новой перспективной элементной базе.

4. Практические рекомендации по применению методик расчета и проектирования и повышению технических характеристик широкополосных диодных умножителей КВЧ.

Достоверность полученных результатов

Достоверность расчетов по предложенным методикам проектирования широкополосных волноводных УЧ КВЧ-диапазона определяется совпадением в пределах погрешности средств измерений с результатами экспериментальных исследований опытных образцов, а также адекватной реакцией расчетных характеристик на вариацию схемно-конструктивных параметров УЧ.

Рекомендованный список диссертаций по специальности «Антенны, СВЧ устройства и их технологии», 05.12.07 шифр ВАК

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Моделирование и проектирование широкополосных диодных умножителей частоты КВЧ-диапазона»

Апробация работы

Основные разделы и результаты работы докладывались и обсуждались на шести международных и одной всероссийской конференциях:

- XXI, XXII, XXIII Международная научно-техническая конференция «Информационные системы и технологии» (Нижний Новгород, 2015, 2016, 2017);

- XXV Международная Крымская конференция «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии» (Севастополь, 2015);

- II Российско-Белорусская научно-техническая конференция имени О.В. Лосева «Элементная база отечественной радиоэлектроники: импортозамещение и применение» (Нижний Новгород, 2015);

- Международная научно-техническая конференция «Фундаментальные проблемы радиоэлектронного приборостроения» (Москва, 2016);

- XIV Международная научно-техническая конференция «Физика и технические приложения волновых процессов» (Самара, 2016).

Публикации

По теме диссертации опубликовано 19 работ, в том числе 5 из них в изданиях, входящих в Перечень ВАК Минобрнауки России [115, 117, 121, 131, 134], одной монографии [129] и одного учебного пособия [135].

Внедрение результатов работы

1. Полученные в результате исследований рекомендации по снижению потерь преобразования и увеличению подавления паразитных гармоник в спектре выходного сигнала умножителя за счет оптимального выбора параметров диодов и регулировочных элементов использованы в Нижегородском филиале АО НПФ «ТЕХНОЯКС» при разработке генераторов сигналов высокочастотных:

- генератор Г4-232 (5-40 ГГц) шифр «Паровоз» (передан в серийное производство);

- генератор Г4-234 (0,001 Гц - 40 ГГц) шифр «Зебра»;

- генераторы Г4-235 (37,5-53,57 ГГц) и Г4-235/1 (53,57-78,33 ГГц) шифр «Вагон» (на завершающей стадии разработки).

2. Результаты расчета по предложенным методикам топологий УЧ в монолитном исполнении (кристаллов удвоителя частоты 30-40 ГГц и утроителя 70-90 ГГц) использованы в АО «НПП «Салют» г. Н. Новгород при проведении ОКР «Разработка и освоение серийного производства умножителей частоты на 2 и 3 с выходными частотами до 90 ГГц», шифр «Одноцветник-63-Р», выполняемой в рамках Государственной программы Российской Федерации «Развитие оборонно-промышленного комплекса».

3. Результаты диссертации включены отдельным разделом «Автоматизированный расчет и проектирование широкополосных диодных умножителей КВЧ-диапазона» в учебное пособие «Преобразователи частоты СВЧ- и КВЧ-диапазонов в радиоизмерительной технике»/В.В. Березин, В.В. Бирюков, Ю.Р. Бляшко [и др.]/ под ред. А.М. Щитова; Нижегород. гос. техн. ун-т им. Р.Е. Алексеева. - Н. Новгород. 2017. - 145 с., рекомендованное для студентов, обучающихся по направлению подготовки 210400 -«Радиотехника».

Внедрение результатов диссертации подтверждено соответствующими актами.

Личный вклад автора

Автором были разработаны методики расчета и проектирования широкополосных волноводных диодных умножителей КВЧ. Проведено моделирование, расчет и оптимизация УЧ в диапазоне 26-170 ГГц. Предложены варианты умножителей с повышенными техническими характеристиками.

Структура и объем работы

Диссертационная работа состоит из введения, пяти глав, заключения, приложения, списка использованных источников; содержит 89 рисунков, 8 таблиц, библиографический список из 138 наименований - всего 165 страниц.

Глава 1. Анализ методов расчета и выбор перспективных конструкций широкополосных умножителей КВЧ.

1.1 Исходные сведения

По принципу работы УЧ разделяют на две большие группы: умножители частоты искажающего типа и умножители частоты, представляющие собой автогенераторы в режиме синхронизации входным сигналом [40-43].

Характеристики УЧ в первую очередь определяются возможностями активных элементов. Для умножения частоты в СВЧ-диапазоне наибольшее распространение нашли следующие активные элементы:

- диоды с барьером Шоттки (ДБШ);

- лавинно-пролетные диоды (ЛПД);

- диоды Ганна;

- варакторные диоды;

- транзисторы;

- диоды с накоплением заряда (ДНЗ);

- диоды с эффектом смыкания p-n перехода (ЭСП-диоды).

Умножители частоты на ДБШ являются по существу нелинейными

сопротивлениями и имеют вследствие этого низкую эффективность преобразования. Однако, малые паразитные параметры современных ДБШ (С - порядка единиц фФ) обеспечивают им перспективу использования в широкополосных умножителях мм-диапазона [30, 32].

Умножители частоты на ЛПД и диодах Ганна представляют собой автогенераторы в режиме синхронизации входным сигналом. Они позволяют получить большие уровни преобразуемой мощности, высокий КПД при высокой кратности умножения по частоте, но сложны в настройке, имеют широкую спектральную линию выходного сигнала, узкую полосу синхронизации и малый динамический диапазон входной мощности [36- 38, 44-47].

В варакторных диодах требование запертого р-п перехода не позволяет преобразовывать высокие уровни мощности [27, 39]. Однако, варакторные УЧ, благодаря высокому КПД и относительной широкополосности, получили широкое распространение в сантиметровом и миллиметровом диапазонах

[31].

Умножители частоты на биполярных транзисторах реализуют по двум принципам. Первый принцип основан на работе транзистора на эффекте отсечки коллекторного тока. Умножители частоты такого типа имеют высокий коэффициент передачи по мощности. Однако высокого значения КПД получить не удается, т.к. он зависит от угла отсечки коллекторного тока, при этом обратно пропорционален квадрату коэффициента умножения и быстро падает с ростом номера гармоники [42].

При втором методе УЧ в транзисторных генераторах с внешним возбуждением используется принцип параметрического умножения за счет нелинейного характера емкости коллектор-база. Здесь транзисторный генератор непосредственно используется как усилитель мощности, а умножение частоты происходит за счет параметрического эффекта [48].

Основные достоинства транзисторных умножителей частоты - высокая развязка входных и выходных цепей и возможность получения коэффициента преобразования по мощности больше единицы - проявляются в полной мере на частотах, составляющих меньше 3-5% граничной частоты при мощностях единиц и десятков милливатт [43]. На более высоких частотах, из-за наличия ряда сложных параметрических эффектов, биполярные транзисторы теряют свои преимущества. Кроме того, как и всякое устройство с совмещением функций в одном узле (усиление по мощности, выделение гармоник из импульса коллекторного тока, умножение частоты на нелинейной емкости коллекторного перехода), сложное в настройке и не всегда имеет стабильные параметры при изменении температуры, питающих напряжений, входной мощности [43].

В последние годы серьезную конкуренцию диодным умножителям СВЧ-диапазона начинают составлять УЧ на полевых транзисторах [49, 50]. Достижения в технологии разработки и производства полевых транзисторов с высокой подвижностью электронов (ДЕМГ-транзисторов) позволили создать удвоители частоты с выходной мощностью ~ 10 мВт в диапазоне частот до десятков гигагерц [50, 51]. Несмотря на свои достоинства полевые транзисторы имеют недостатки, свойственные биполярным транзисторам: необходимость использования внешних источников питания и сложность в настройке, связанная с совмещением нескольких функций в одном устройстве.

Одним из наиболее распространенных СВЧ-приборов, используемых в настоящее время для умножения частоты при большом уровне мощности в широкой полосе частот, являются ДНЗ и ЭСП-диоды, которые нашли широкое практическое применение благодаря высокой стабильности работы и высокой эффективности преобразования при генерировании гармоник высокого порядка. К достоинствам этих диодов следует также добавить большой динамический диапазон входной мощности [52,53]. Современные наиболее быстродействующие ДНЗ позволяют создавать эффективные УЧ в диапазоне частот до 50 ГГц [54].

Механизм умножения частоты в ДНЗ связан со ступенчатым изменением тока на диоде при подаче на него переменного сигнала. Режим резкого восстановления в этом диоде обусловлен особенностями переходного процесса накопления и рассасывания неосновных носителей заряда, инжектированных в базовую область при положительном напряжении на диоде. Благодаря тормозящему полю, созданному в базовой области диода, инжектированные носители не растекаются вглубь базы, а сосредотачиваются вблизи р-п перехода, что обеспечивает ступенчатое изменение тока через диод при воздействии синусоидального сигнала переменной полярности и обогащает спектр выходного сигнала высшими гармоническими составляющими [55].

Близкими по характеристикам к ДНЗ являются ЭСП-диоды с небольшими напряжениями смыкания. В общем случае ЭСП-диоды могут рассматриваться как двухрежимные диоды, в которых механизм умножения частоты связан с нелинейностью барьерной емкости и с эффектом резкого восстановления. При малых напряжениях смыкания преобладает последний эффект [19, 52, 56].

Различные виды УЧ, использующие в качестве нелинейного элемента двухполюсник, сводятся к трем основным схемам: параллельной, последовательной и балансной. Выбор каждой из этих схем обусловлен рядом факторов: уровнем преобразуемой мощности, полосой рабочих частот, кратностью умножения, чистотой спектра выходного сигнала, конструктивным исполнением активного элемента и т.д.

Умножитель частоты параллельного типа имеет сравнительно низкие значения входного и выходного сопротивлений, что затрудняет его согласование с нагрузкой и источником возбуждения в широкой полосе частот. Однако, диод может быть заземлен, что существенно облегчает теплоотвод. Данная схема применяется в основном в мощных УЧ, при низких кратностях умножения (< 3).

Умножитель частоты последовательного типа имеет более высокие значения входного и выходного сопротивлений, что облегчает его согласование с внешними цепями, поэтому последовательная схема предпочтительна для широкополосных УЧ малой и средней мощности при достаточно больших кратностях умножения.

В балансной схеме используется пара диодов с противофазным возбуждением источником входного сигнала. При прочих равных условиях балансные умножители частоты по сравнению с обычными позволяют преобразовывать вдвое большую мощность, что особенно актуально для мм-диапазона, и позволяют получить более широкую полосу частот благодаря подавлению соседних паразитных гармоник за счет балансных свойств схемы.

Умножители частоты рекламируются многими зарубежными и отечественными фирмами в диапазоне частот до 200 ГГц и выше (MШitech, Farran, ННИПИ «Кварц» и др.). Однако конструкция умножителей, методы проектирования в литературе не описаны. В [57] приводятся некоторые параметры умножителей для скалярного анализатора цепей ф. Wiltron в диапазонах выходных частот 50-75 ГГц и 75-110 ГГц с выходной мощностью 4 дБм и 1 дБм соответственно и большой величиной ослабления паразитных гармоник 55-60 дБс, которое, очевидно, достигается включением внешних полосовых фильтров на выходе умножителя. В таблице 1.1 приведен обзор характеристик умножителей частоты, серийно выпускаемых лидерами зарубежной и отечественной индустрии [58, 59, 60, 61, 62].

Таблица 1.1

Фирмы Модель Диапазон входных частот, ГГц Диапазон выходных частот, ГГц Коэффици ент умножени я Потери преобразовани я (макс.), дБ Неравномернос ть выходной мощности, дБ Подавление паразитных гармоник (мин.), дБс

МГО-28 13.25-20 26.5-40 2 13 2,5 25

МГО-22 16,5-25 33-50 2 14 25

МГО-15 25-37,5 50-75 2 15 3 25

МГО-12 30-45 60-90 2 16 5 25

МГО-10 37,5-55 75-110 2 16 5 25

МГО-08 45-70 90-140 2 16 25

МГО-06 60-85 110-170 2 15 4 25

и -Й МГО-05 70-107 140-214 2 15 3 25

МиТ-22 11-16,67 33-50 3 15 4 20

МиТ-19 13,33-20 40-60 3 16 - 20

МиТ-15 16,67-25 50-75 3 17 2 20

МиТ-12 20-30 60-90 3 18 1,5 20

МиТ-10 25-36,7 75-110 3 19 3 20

МиТ-08 30-46,67 90-140 3 21 - 20

МиТ-06 36,67-56,67 110-170 3 19 - 20

МИТ-05 46,67-73,33 140-220 3 20 - 20

МИТ-04 56,67-86,67 170-260 3 20 1,5 20

БТ-12 20-30 60-90 3 16 4 -

к а БТ-10 25-36,7 75-110 3 16 2,5 -

БТ-06 36,7-56,7 110-170 3 19 6 -

£ БТ-05 25-36,7 140-220 3 19 5 -

БТ-03 73,3-108,3 220-325 3 20 4 -

WR15X2 25-37,5 50-75 2 10,5 3 20

WR12X2 30-45 60-90 2 11 - 20

о Чз WR10X2 37,5-55 75-110 2 10,5 1,5 20

WR8.0X2 45-70 90-140 2 10,5 - 20

^6.5X2 55-85 110-170 2 11 - 20

о Р а WR15X3 16,7-25 50-75 3 14,5 3 20

WR12X3 20-30 60-90 3 14,5 - 20

£ WR10X3 25-36,7 75-110 3 14,5 3 20

WR9.0X3 27,3-41,7 82-125 3 14,5 - 20

^8.0X3 30-46,7 90-140 3 15,2 - 20

WR6.5X3 36,7-56,7 110-170 3 15,2 - 20

-Й МАХ2М0 60260 3-13 6-26 2 4* - 12

£ МАХ2М2 60400 13-20 26-40 2 1* - 20

1 МХ2М18 0500 9-25 18-50 2 16 - 18

7006 13,25-20 26,5-40 2 13 ±1,5 25

ЧНИПИ "Кварц" 7007 11-16,7 33-50 3 17 ±1,5 20

7008 25-37,5 50-75 2 15 ±2 20

7009 25-36,7 75-110 3 17 ±2 20

х2 60-90 120-180 2 17 ±2,5 -

х3 40-60 120-180 3 18 ±2,5 -

*активный умножитель частоты

Анализ существующих умножителей частоты показывает, что потери преобразования достаточно высоки. При максимально допустимом уровне входной мощности 30-100 мВт можно получить не более единиц милливатт в диапазоне 75-110 ГГц и несколько сотен микроватт в диапазоне 110-170 ГГц, что для многих применений является недостаточным. Для применения источников с умножением частоты в широкополосных гетеродинных приемниках и анализаторах спектра, в измерителях КСВН и ослабления, в измерительных генераторах и синтезаторах и т.д. необходимо обеспечение подавления паразитных составляющих в спектре выходного сигнала не менее 40-50 дБс с малой неравномерностью амплитудно-частотных характеристик (±1-2 дБ). Поэтому, совершенствование умножителей частоты для реализации предельно возможных эффективности преобразования и подавления паразитных составляющих является актуальной задачей.

1.2 Общая характеристика систем автоматического проектирования

В настоящее время основной тенденцией развития программ проектирования радиоэлектронных систем можно считать интеграцию подсистем проектирования, ориентированных на разработку узких классов радиоэлектронной аппаратуры, в единую систему, поддерживающую процесс разработки всех устройств от цифровых схем обработки и формирования сигналов до СВЧ-схем и антенн [63]. В рамках этой тенденции средства проектирования различных по физике функционирования и методам математического анализа устройств объединяются вместе на базе единой платформы, позволяющей интегрировать результаты работы разных программ с целью создания проекта всей радиоэлектронной системы в целом.

Выделяют следующие категории электронных САПР:

• моделирование смешанных аналого-цифровых устройств;

• моделирование и синтез логики для ПЛИС;

• схемотехническое и электромагнитное моделирование СВЧ-устройств;

• поведенческое моделирование на уровне структурных схем;

• проектирование печатных плат;

• анализ электромагнитной совместимости;

• тепловое моделирование;

• проектирование топологий БИС;

• разработка конструкторской документации;

• разработка технологических процессов.

Поставленная задача затрагивает категорию схемотехнического и электромагнитного моделирования СВЧ-устройств. Для начала рассмотрим существующие методы и программы проектирования в ключе поставленной задачи.

Методика аналитического расчета описывается в [23]. Аналитический расчет УЧ выполняется на основе эквивалентных схем. Для расчета волноводных диодных умножителей частоты необходимо представить всю электродинамическую структуру в виде эквивалентной схемы, что является сложной задачей, связанной с идеализацией объекта и не вполне адекватным его представлением. Анализ схемы осуществляется методом гармонического баланса. В силу объемных и сложных математических выкладок, принимается ряд ограничений с целью упрощения расчетов, которые допустимы для умножителей с малым уровнем входной мощности (порядка единиц милливатт), а именно вкладом функций Бесселя 5-го порядка и выше пренебрегается, учитывается не более четырех гармоник (для удвоителя частоты). С помощью данного метода рассчитываются только потери преобразования при малом уровне входного сигнала. Другие важнейшие характеристики умножителя, например, подавление паразитных сигналов при различной степени неидентичности параметров диодов рассчитать не представляется возможным. Метод является приближенным и не учитывает влияние паразитных параметров диодов (индуктивность и емкость).

В современных САПР реализуются разнообразные математические

методы, которые используются в программах электродинамического

моделирования. Среди них можно отметить прямые методы решения граничных задач, такие как МКЭ, метод конечных разностей во временной области (Finite Difference Time Domain FDTD) и метод конечных разностей в частотной области [64, 65]. Отличительной и наиболее привлекательной их чертой является универсальность, то есть возможность анализировать практически любую структуру. Платой за универсальность являются большие затраты компьютерных ресурсов. С точки зрения пользователя наиболее существенным недостатком является большое время, необходимое для анализа СВЧ-структур. Это обусловлено дискретизацией пространства, лежащей в основе МКЭ и FDTD. Количество элементов разбиения определяет размерность решаемой задачи и в случае МКЭ и FDTD оно является максимально возможным из всех известных методов.

Альтернативным направлением в решении задач электродинамики являются непрямые методы. Среди них следует отметить метод моментов (МОМ) [66, 67]. Отличие его от упомянутых выше подходов состоит в том, что численное определение поля основывается на аналитическом решении некоторой ключевой задачи, а именно задачи о возбуждении структуры элементарным источником тока. Такое решение в математике получило название функции Грина. МОМ оказывается эффективным, если функция Грина может быть записана аналитически в простой форме. В этом случае дискретизации подвергается уже не пространство, а лишь поверхность, что сильно снижает размерность задачи. К сожалению, функция Грина может быть достаточно просто найдена лишь для ограниченного числа структур. К ним можно отнести плоскослоистые структуры и свободное пространство. По этой причине именно для таких структур были разработаны САПР на основе МОМ.

Особое место среди задач, решаемых САПР РЭА занимают задачи

излучения и рассеяния электромагнитных волн. Их отличие от задач анализа

печатных или волноводных схем состоит в необходимости определения поля

в области больших электрических размеров (под электрическим размером

23

понимается отношение геометрического размера к длине волны в свободном пространстве). Дискретизация больших областей порождает задачи огромной размерности. Поэтому использование таких методов как МКЭ и БВТВ здесь заведомо неэффективно. Более того, часто оказывается неэффективным существенно более экономичный МОМ. В этом случае строгие методы электродинамики необходимо дополнить так называемыми, асимптотическими методами: физической оптики (ФО), геометрической теории дифракции (ГТД) и т.д. Гибридные подходы, использующие ФО и ГТД, реализованы в системе ББКО.

Главная тенденция развития САПР РЭА: вытеснение приближенных методов и замена их строгими методами электродинамики. Тем не менее, наличие такой тенденции не означает полный отказ от уже хорошо развитых и хорошо зарекомендовавших себя подходов, которые должны органично интегрироваться в систему проектирования, а не отвергаться ею.

В качестве примера такой интеграции можно отметить ситуацию с моделированием нелинейных процессов в СВЧ РЭА. Известно, что нелинейные преобразования осуществляются почти полностью сосредоточенными элементами: транзисторами, диодами и т.д., размеры которых много меньше длины волны, поэтому их описание с помощью уравнений электродинамики не улучшит качество модели, а лишь увеличит время анализа устройства. По этой причине до сих пор в известных САПР нелинейный анализ проводится на уровне эквивалентных схем и уравнений статики и квазистатики. Точно также при анализе рассеяния волн на телах больших электрических размеров неизбежно использование оптических и квазиоптических подходов. Универсальность электродинамики безусловно важна, но необходимо учитывать и ее затратность.

Существует в мире несколько фирм-лидеров по разработке САПР, где реализованы перечисленные методы расчета (см. таблицу 1 .2).

Таблица 1.2

Наименование компании NI AWR Design Environment Keysight Ansys Computer simulation technology (CST)

Программные продукты - microwave office; - analyst. - ADS; - EMpro. - HFSS; - designer. - CST studio suite

Рассмотрим основные достоинства методов строгого электродинамического анализа.

1. Метод конечных разностей (МКР):

- для простых задач построение разностной схемы выполняется быстрее.

2. Метод конечных элементов:

- метод является проекционным, то есть устойчив;

- позволяет работать с геометрически более сложными областями по отношению к МКР;

- решение представляет собой функцию, и значения в любой точке могут быть вычислены сразу (в МКР предварительно необходимо построить сплайн).

3. Метод конечных разностей во временной области (МКРВО или

FВTВ):

- БВТВ — это простой и интуитивно понятный метод;

- поскольку БВТВ работает во временной области, он позволяет получить результат для широкого спектра длин волн за один расчет, что может быть полезно при решении задач, в которых не известны резонансные частоты или в случае моделирования широкополосных сигналов;

- БВТВ позволяет создавать анимированные изображения распространения волны в моделируемом объеме;

- БВТВ удобен при задании анизотропных, дисперсных и нелинейных сред;

- метод позволяет непосредственно моделировать краевые эффекты и эффекты экранирования, причем поля внутри и вне экрана могут быть рассчитаны как напрямую, так и нет.

Недостатки МКРВО:

- величина шага дискретизации по пространству должна быть значительно меньше исследуемых длин волн и типичных размеров исследуемой структуры. В некоторых случаях это может потребовать сеток с маленьким шагом, что означает большие затраты памяти и большое время расчета;

- FDTD рассчитывает поля внутри счетной области. Если требуется найти поле на большом расстоянии от источника, то необходимо увеличение счетной области и времени расчета. Существуют модификации метода для нахождения поля на удалении, но они требуют постобработки.

При проектировании и расчете умножителей частоты со сложными волноведущими структурами оптимальным методом является МКЭ. С помощью этого метода происходит расчет распределения электромагнитного поля во всей области и во всем анализируемом диапазоне частот.

В настоящее время большое развитие получила программа High Frequency System Simulator (HFSS) компании Ansys, которая предназначена для анализа трехмерных СВЧ-структур, в том числе антенн и невзаимных устройств, содержащих ферриты. Наследуя лучшие возможности, реализованные в одноименных программах компаний Hewlett Packard и Agilent, она сделала значительный шаг вперед.

HFSS обладает несколькими методами моделирования и инструментами для решения различных типов задач:

- метод конечных элементов;

- метод интегральных уравнений;

- метод Галеркина (временная область);

- физическая оптика;

- инструментарий для разработки антенн.

Поэтому подходит для разработки самых разнообразных ВЧ- и СВЧ-устройств.

Среди возможностей Ansys HFSS можно отметить:

- периодические граничные условия, предназначенные для анализа антенных решеток;

- систему макросов, значительно расширяющую возможности программы;

- подпрограмму анализа собственных колебаний и собственных волн (eigenmode solver);

- возможность визуализации результатов анализа, в частности, анимации картин поля, построение трехмерных диаграмм направленности и т.д.;

- адаптивный алгоритм решения электродинамических задач, обеспечивающий высокую эффективность моделирования сложных структур;

- возможность анализа многополюсников с многомодовыми портами;

- обширные базы данных по СВЧ-материалам и СВЧ-компонентам;

- возможность параметрического анализа и оптимизации параметров структуры.

В последние годы именно HFSS, в разработке которой приняли участие фирмы Hewlett Packard, Agilent и Ansys, заняла лидирующее положение в области проектирования СВЧ-устройств. Другие программы, использующие электродинамические методы расчета - IE3D, Microwave Office, Microwave Studio предназначены для своих классов задач. HFSS первой из коммерческих программ показала в полную силу широкие возможности строгого электродинамического моделирования.

Электродинамическое моделирование в HFSS основано на использовании метода конечных элементов (Finite Element Method, FEM). Решение граничной задачи ищется в частотной области. Использование метода конечных элементов обеспечивает высокую степень универсальности численных алгоритмов, которые оказываются весьма эффективными для широкого круга задач от анализа волноводных и полосковых структур до моделирования антенн и сложных невзаимных устройств, содержащих гиротропные среды.

HFSS позволяет с высокой точностью рассчитывать внешние параметры

СВЧ-многополюсников: матрицы рассеяния, матрицы импедансов и

27

адмитансов. Это служит основой для интегрирования HFSS с другими программами проектирования, реализующими, например, решение нелинейных задач. Рассчитанные S-параметры могут использоваться далее в программах анализа линейных и нелинейных схем, в частности, в программе Microwave Office, Serenade Ansoft или ADS. HFSS полностью совместим с платформой Ansys Designer, предназначенной для сквозного проектирования радиоэлектронных систем [63].

Система Ansys Designer - это пакет программ для проектирования электронных схем и радиосистем различного назначения.

Пакеты программ Ansys Designer объединяют в себе возможность

прямого и синхронизированного задания схемных элементов и конструкций

слоев со сложными средствами анализа и визуализации для повышения

производительности. Пользователи могут легко импортировать таблицы

Похожие диссертационные работы по специальности «Антенны, СВЧ устройства и их технологии», 05.12.07 шифр ВАК

Список литературы диссертационного исследования кандидат технических наук Березин, Виталий Витальевич, 2018 год

. — -

^ ---------

N / \ . • • 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 \ 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1

(^б = 0,1 Ом (^б = 1 Ом (б = 5 Ом (б = 10 Ом (б = 20 Ом

75 78 81 84 87 90 93 96 99 102 105 108 111 Евых, ГГц

Рисунок 2.15. Уровень выходной мощности при Рвх = 100 мВт, С0 = 0,07 пФ и различных Я8.

Очевидно, что одновременное уменьшение С0 и Я8 для повышения эффективности преобразования умножителя невозможно без снижения допустимой мощности рассеяния диодов. Поэтому, оптимальные значения С0 и Я8 для данного диапазона частот утроителя и максимального уровня

входной мощности ~ 100 мВт выбираются из компромисса: С0 = 0,07 пФ и Я = 5 Ом.

Эффективность преобразования в значительной степени зависит от характера изменения крутизны вольт-фарадной характеристики умножительных диодов. Рассмотрены три различных ВАХ: номинальная, соответствующая реальным диодам А92220-2; пологая и крутая (рис. 2.16).

0,07 С, пФ 0,06 0,05 0,04 0,03 0,02 0,01

I-1-1-1-1-1-1-1-1-1-1-1- 0

и, В -6 -5 -4 -3 -2 -1 0

Рисунок 2.16 Семейство вольт-фарадных характеристик диодов

На рис. 2.17 приведены характеристики уровня выходной мощности в зависимости от крутизны ВФХ.

Рвых, дБм 10

9

8

7

6

5

4

3

2

1

0

75 78 81 84 87 90 93 96 99 102 105 108 111 Рвых, ГГц Рисунок 2.17 Уровень выходной мощности в зависимости от крутизны ВФХ

номинал

пологая

крутая

Сравнение результатов показывает, что с увеличением крутизны ВФХ эффективность преобразования увеличивается.

Проведенные расчеты показали существенное влияние параметров диодов и степени нелинейности их вольт-фарадных характеристик на уровень выходной мощности утроителя частоты [118]. При оптимальном выборе параметров диодов можно реализовать утроитель частоты 75-110 ГГц с выходной мощностью не менее 5 мВт при Рвх. = 100 мВт (потери преобразования не более 13 дБ с неравномерностью ±1 дБ) и уровнем подавления побочных составляющих в спектре выходного сигнала не менее 25 дБс.

2.4 Расчет утроителя частоты 110-170 ГГц

Утроитель частоты 110-170 ГГц имеет аналогичную конструкцию (см. раздел 2.1), отличие в том, что входной канал выполнен с сечением волновода WR-19, а выходной - WR-6 (рис. 2.18).

Рисунок 2.18 Модель утроителя частоты 110-170 ГГц

При создании проекта и исследовании утроителя частоты 110-170 ГГц [119] проводилось поэтапное моделирование и расчет в соответствии с разделом 2. 3. Отличием является то, что анализ проводится при следующих условиях:

- диапазон частот входного сигнала 37-57 ГГц;

- уровень мощности входного сигнала ~32 мВт (15 дБм);

- диоды предполагались идентичными, соответствующими использованным в экспериментальных образцах А91147-1: С0 = 0,03 пФ, Rs = 5 Ом (НПП «Салют», г. Н. Новгород); при расчетах использовалась модель "D LEVEL = 7" из программы Designer;

- номиналы элементов цепей автосмещения: С = 5 пФ, R = 50 Ом.

В процессе исследования и оптимизации с помощью ЭВМ было выявлено следующее:

1. Установка согласующе-трансформирующего элемента, расположенного после диодов, при вариации его размера и удаления от диода не повышает эффективность преобразования, подобное явление зафиксировано на практике в процессе регулировки.

2. Экспериментально выявлено слабое положительное влияние цепей автосмещения, а зачастую снижение выходной мощности из-за существенного влияния габаритных размеров резисторов и конденсаторов цепей автосмещения на распространение электромагнитных волн в волноведущем тракте. Это явление подтвердилось при моделировании. Определено, что влияние оказывает соотношение размеров волноводного канала и высоты элементов цепи автосмещения, а также недостаточный уровень входного сигнала.

3. В процессе моделирования была определена оптимальная толщина пластин, формирующих щелевой волновод. Как оказалось установка очень тонких пластин ~50 мкм не ведет к повышению эффективности преобразования. Оптимальная толщина пластин для данной конструкции 150 мкм, при такой толщине в щели на частотах входного сигнала сосредотачивается максимальная напряженность электрического поля и в плоскости соединения волноводов образуется пучность поля (рис. 2.19).

Рисунок 2.19 Распределение поля в Н-образной части волновода

Координата (0,0,0) соответствует точке стыка волноводов. Из рисунка 2.19 следует, что диоды оптимально установить на удалении от начала координат 0,7-0,8 мм, здесь наблюдается максимальная напряженность поля во всем рабочем диапазоне частот.

На рис. 2.20 приведены расчетные оптимизированные характеристики уровня мощности 3-й и 5-й гармоник утроителя частоты 110-170 ГГц при Рвх=15 дБм. Здесь же представлена типичная экспериментальная зависимость Рвых утроителя на диодах А91147-1 при Рвх=15 дБм.

Рвых, дБм

5 т

расчет

0 -5

-10 -15 -20 + -25

-30

5-я гармоника (расчет) эксперимент

. \

+

+

+

+

+

+

+

Н

110 130 150 170 190 210 230 250 270 290 F№K, ГГц Рисунок 2.20 Расчетные и экспериментальная характеристики утроителя частоты 110-170 ГГц

На рис. 2.21 показан расчетный уровень паразитных гармоник утроителя 110-170 ГГц при неидентичных параметрах диодов.

Рвых, дБм

3-я гармоника .....LRs=20%, Co=0.03 пФ

LRs=10%, Co=0.03 пФ LRs=50%, Co=0.03 пФ

Rs — • Rs =5 Ом, L =5 Ом, L Co=10% Co=50% ) ) • -Rs= 5 Ом, L Co=20%

IV

1 .

1л V/M >•

\ • • i M , '¡V • i ,

ft в- • f * -J " \ , / , V' y i _r

.lie г \ j IT*' N , I ' ' • . sft • «

ц 1 N J >17 ** / / |v ¿1 / f 1 I • • 1 • i • • i • / i

§• ш а' t¿ \ ч J , f4 " \ / ■sK ! • e 1 ж • • • • ч k • • •

Лf Г L • (V • \ w ч' \ •

-10

-20

-30

-40

-50

100 110 120 130 140 150 160 170 180 190 200 210 220 230

Рвых, ГГц

Рисунок 2.21 Уровень четных гармоник в зависимости от неидентичности параметров диодов по C0 и Rs

Из рисунка видно, чем выше разброс по параметрам диодов, тем выше уровень паразитных гармоник, а также наблюдается закономерность: что неидентичность по RS больше влияет на уровень второй гармоники, а по С0 на уровень четвертой гармоники. Заметим, что при подборе диодов в пары с неидентичностью 10 %, обеспечивается подавление паразитных четных гармоник на уровне 30 дБс.

0

Рвых, ДБм

-2

-4

-6

-10

' \ / ' -ч 4 / N г- • •• г •

• /У' . 4 / Л : \ У • Ч 5 'Л ■ / \

.V • • • • • Г — • • • > : \ /.-Л

• • . 1 / • • • ж , » • ..', \ - / / Ч /> • ч • \ • ; У V / х • • 1 • # Ж. У \ • • / \ ••• / Л • V / •• X •ДА» ' ▲ ' \ Л у. А

/ \ / V •'/ V :1 \ 1 \ / V / \ • • 1 • • I \ / \ / - \ / \ •• • • * V

\/ \ •• / V / \ / V

V / \ ■

/ * 1 \ / "ч./ \ \ / ' \

/ / / \ ' х ' \ / \ / \ / \ / ч/ X / ч'' \ / \

-.-1-.-1— —.-1-.-1-г -1-.-1-

17 дБм 15 дБм 12 дБм 10 дБм 7 дБм

110 120 130 140 150 160 170 я ГГП

-1 вых, ^ ^ ^

Рисунок 2.22 Уровень выходной мощности в зависимости от Рвх.

На рисунке 2.22 представлена зависимость выходной мощности от входной. Наблюдается достаточно линейная и монотонная зависимость, что позволяет применять такой умножитель в источниках сигналов с управляемым уровнем выходной мощности.

На рисунках 2.23 и 2.24 представлены результаты зависимости уровня мощности выходного сигнала от номиналов Пепей автосмещения.

0

Рвых, дБм

4 3 2 1 0 -1 -2 -3 -4 -5

Я=25 Ом Я=200 Ом

Я=50 Ом Я=500 Ом

Я=100 Ом

/ \ / -•'•Л / \ /•' ч • Ж / » . »С А />Л А

У *\\ /; Л/.- • А 7>ч • /* Л „ V/: V '7 \ / \г/ \ / \ / V / ^ \/ - ' * л

1» А / \ /: ' \ * > А утЧ-' У / • Г Л // ; / V.- 1 / 4 /, ■ л/ • ••*•• / д • • • • ■ V >1

' , Щ7\\ Л*К\ -А •Л/: / \ " - ^ • ш • я \ / х

/ \ / ' \ * 7 / /\\ / V»- / / \ 1 / / \ V/ 1 • • • • • • • • -л' / \ Л /" '

/ \ 1 ' \ 1 •/ у 1 /."V4- \ // ** \ / 1 / /\у ^ А / \ // N / >> ' V \ // \

V/ Г / \ \ \ /

\ / \ / --.-1-.-1-.-1-.-1-.-1-.-1-

110

120

130

140

150

160

170

Рвых, ГГц

Рисунок 2.23 Зависимость уровня выходной мощности при различных номиналах сопротивления при фиксированном значении емкости С=5 пФ

Рвых, дБм ......С=0,5 пФ

2,5 т

110

С=1 пФ

С=5 пФ

С=10 пФ----С=50 пФ

120

130

140

150

160

170

Рвых, ГГц

Рисунок 2.24 Зависимость уровня выходной мощности при различных номиналах емкости при фиксированном значении сопротивления Я= 50 Ом

Также как и в утроителе частоты 75-110 ГГц наблюдается слабое влияние от номинала емкостей цепей автосмещения, оптимальным значением сопротивления является 200 Ом.

Подводя итог анализу утроителей мм-диапазона, можно сформулировать основные этапы методики расчета и проектирования волноводных утроителей частоты:

Исходными данными для расчета являются:

- диапазоны входных/выходных частот умножителя;

- уровень входной мощности (диапазон входных мощностей);

- схема и конструкция умножителя;

- требуемые выходные характеристики.

Последовательность действий:

1. В программе HFSS создается 3D модель утроителя без нелинейных элементов;

2. Проводится расчет распределения поля в регулярном участке Н-образного волновода, определяются максимумы напряженности поля;

3. Диоды размещаются в точке ближайшего к сочленению волноводов максимума напряженности поля;

4. Созданная в программе HFSS модель утроителя передается в программу Designer;

5. В программе Designer в модель вводятся нелинейные элементы с цепями автосмещения;

6. Проводится анализ модели с нелинейными элементами в рассматриваемом диапазоне частот для определения уровней гармоник требуемого порядка на выходе устройства;

7. Проводится оптимизация модели.

Сравнивая характеристики УЧ с зарубежными аналогами (таблица 2.1) [58-62] видим, что разработанные УЧ не уступают зарубежным аналогам, а по отдельным параметрам превышают.

Таблица 2.1

Фирмы Модель Диапазон Диапазон Коэффи Потери Неравномерное Подавление

входных выходных циент преобразования ть выходной паразитных гармоник

частот, частот, умноже (макс.), дБ мощности, дБ (мин.), дБс

ГГц ГГц ния

Millitech MUT-10 25-36,7 75-110 3 19 3 20

MUT-06 36,67-56,67 110-170 3 19 - 20

Farran СТ-Ю 25-36,7 75-110 3 16 2,5 -

FT-06 36,7-56,7 110-170 3 19 6 -

Virginia ^10X3 25-36,7 75-110 3 14,5 3 20

Diodes, Inc. ^6.5X3 36,7-56,7 110-170 3 15,2 - 20

ННИПИ 7009 25-36,7 75-110 3 17 ±2 20

"Кварц" x3 40-60 120-180 3 18 ±2,5 -

Результаты моделирова ния на диодах 25-36,6 75-110 3 Эксп. 17 Расч. 15 Эксп. ±1,0 Расч. ±1,0 Эксп. 20 Расч. 25

на диодах 36,6-56,6 110-170 3 18 17 ±2,5 ±2,5 - 20 (при AQ, и ARS в 10%)

2.5 Выводы

1. Предложена и апробирована методика расчета и проектирования волноводных утроителей частоты КВЧ-диапазона.

2. Показано, что при оптимальном выборе элементов конструкции и параметров диодов в диапазоне частот 75-110 ГГц может быть получена мощность выходного сигнала не менее 5 мВт при Рвх=100 мВт, а в диапазоне 110-170 ГГц 0,3-1 мВт при Рвх=30 мВт.

3. Учитывая хорошее совпадение расчетных и экспериментальных результатов по всем основным характеристикам утроителей частоты можем констатировать, что предложенная методика позволяет априорно определить потенциально возможные характеристики нелинейного устройства без проведения дорогостоящих и трудоемких экспериментальных исследований.

4. Методика позволяет проводить оптимизацию итерационным методом любых схемно-конструктивных элементов утроителя, как волноведущих трактов, так и параметров нелинейных элементов (диодов), включая степень и характер нелинейности по ВАХ и ВФХ, а также проводить настройку УЧ с помощью подстроечных элементов.

Глава 3. Компьютерное моделирование, расчет и исследование широкополосных удвоителей частоты

При использовании КВЧ-умножителей частоты для расширения рабочего диапазона генераторов (синтезаторов) частот, наиболее привлекательными являются широкополосные удвоители частоты. Потому как утроители обладают рядом недостатков: паразитные вторая и четвертая гармоники лежат в диапазоне полезного выходного сигнала, а также большие потери преобразования. Для формирования выходного сигнала требуется разделение полного волноводного диапазона частот как минимум на два участка, чтобы обеспечить требуемое подавление паразитных гармоник в спектре выходного сигнала с помощью полосовых фильтров. Разделение полного рабочего диапазона на несколько частей влечет за собой усложнение структурной схемы генератора; добавление переключателей и сумматоров, которые вносят дополнительные потери, уменьшают надежность устройства и увеличивают стоимость. Источники сигналов на основе удвоителей частоты лишены данного недостатка, а также, как правило, удвоители обладают меньшими потерями преобразования, чем утроители частоты.

3.1 Схемно-конструктивные особенности удвоителей частоты

Схематически удвоитель частоты построен по принципу двухполупериодного выпрямителя (рис 3.1), поскольку она достаточно проста и эффективна в широкой полосе частот.

Рисунок 3.1 Эквивалентная схема удвоителя

Схема включает: входную линию передачи, разнополярно подключенные диоды, резистивно-емкостные цепи автосмещения для задания оптимальной рабочей точки диодов, индуктивная связь и выходной тракт с удвоенной частотой входного сигнала.

Принцип работы схемы заключается в следующем (рис. 3.2). На вход подается гармонический сигнал. В момент времени, когда входной сигнал имеет положительную полярность, выходной сигнал формируется через диод, подключенный в прямом направлении. И, наоборот, при отрицательном сигнале на входе, в формировании выходного сигнала участвует обратно подключенный диод. В результате сигнал на выходе будет иметь вид, показанный на рис. 3.2.

Рисунок 3.2 Осциллограммы входного и выходного сигналов

Потому как полученная осциллограмма соответствует определению периодической функции U(t), удовлетворяющая условиям Дирихле, а именно функция U(t) периода Т может быть кусочно-монотонна в промежутке (0; Т) и может иметь не более чем конечное число точек разрыва. Поэтому полученный сигнал может быть разложен в ряд Фурье, записанный в тригонометрической форме

СО 00

а0 а0

U(t) = — + ^(ап cosn<t + bn sinnet) = — + cos(n<t — Wn)

71 = 1

71=1

Коэффициенты ряда Фурье определяются следующим образом:

т

a0=fj U(t)dt

о

т

2 Г

an = — i U(t) cos nwt dt

о

T

2 Г

bn = — i U(t) sin nwt dt

о

Поскольку коэффициент bn равен 0, то функция содержит четные гармоники и имеет следующий вид:

, N 4 Umax 11 1 1

U(t) =-Г— + - cos 2(л)л t — — cos Асдл t + — cos 6сол t H— )

тс 2 3 15 35 у

Как видно, частота сигнала увеличилась в 2 раза, однако имеют место паразитные кратные гармоники, которые необходимо подавить [120].

Проведенный анализ Фурье (см. раздел 2.1), показал, что при условии полного согласования уровень 2-й гармоники на 7,4 дБ меньше уровня входного сигнала, а уровень 4-й гармоники меньше на 21,4 дБ. Если схема абсолютно сбалансирована, то сигналы с нечетными номерами гармоник отсутствуют.

Рассмотрим конструктивную реализацию умножителя на примере удвоителя частоты 26-40 ГГц [121]. Конструктивно удвоитель выполнен в виде комбинации двух линий передачи: входной - копланарного волновода и выходной - щелевой линии, имеющей плавный или ступенчатый переход на волноводный тракт (структура Finline). Эскиз и внешний вид удвоителя представлены на рис. 3.3 и 3.4.

Рисунок 3.3 Эскиз удвоителя частоты Рисунок 3.4 Внешний вид удвоителя

26-40 ГГц 26-40 ГГц

Линии выполнены на тонкой диэлектрической подложке, размещенной в разрезе по центру широкой стенки волновода; диоды включены в плоскости соединения линий. Входной сигнал подается через коаксиально-полосковый переход. Со стороны входа на расстоянии, приблизительно равном четверти длины волны на средней частоте выходного сигнала, внешние обкладки копланарного волновода замкнуты. Короткозамкнутый отрезок, образует на диодах пучность электромагнитного поля на частотах 2-й гармоники и благодаря шунтирующему действию, уменьшает уровень 4-й гармоники в спектре выходного сигнала, так как составляет для нее половину длины волны. Фильтрация 1-й гармоники, помимо баланса схемы, осуществляется выходным волноводным трактом, так как для нее волновод является запредельным. Следует отметить, что в зависимости от уровня входного сигнала потери преобразования имеют оптимум. При низкой входной мощности потери велики (диоды заперты). С увеличением входной мощности потери уменьшаются, пока диоды не начнут испытывать насыщение тока. С целью достижения минимума потерь преобразования в заданном динамическом диапазоне входных сигналов используют резистивно-емкостные цепи автосмещения для выбора оптимальной рабочей точки диодов [122].

3.2 Моделирование удвоителя частоты 26-40 ГГц

Методика расчета и проектирования волноводных диодных утроителей частоты распространена для расчета и проектирования волноводных диодных удвоителей КВЧ-диапазона. В соответствии с ней рассчитан удвоитель частоты 26-40 ГГц и определены потенциальные возможности совершенствования технических характеристик ранее экспериментально разработанной модели [23, 105, 106].

На первом этапе моделирования удвоителя частоты использовалась среда Я^З. На рис. 3.5 показана трехмерная графическая модель.

у

Рисунок 3.5 Модель из программы HFSS

На втором этапе использовалась среда Designer рис. 3.6. Один из важнейших шагов - это правильно построить в программе эквивалентную схему удвоителя, которая основана на двухполупериодном выпрямителе (рис. 3.1). В литературе такая схема изображается в виде трансформаторной связи между входом и выходом, в нашем случае роль трансформатора выполняет стык двух линий передач: копланарного волновода и щелевой линии.

Рисунок 3.6 Модель из программы Designer

3.2.1 Результаты анализа

Анализ удвоителя проведен при следующих условиях:

- диапазон частот входного сигнала 13-20 ГГц;

- уровень мощности входного сигнала 100 мВт (20 дБм);

- диоды предполагались идентичными, соответствующими использованным в экспериментальных образцах А92220-3: С0= 0,1 пФ, Rs = 3 Ом (НПП «Салют», г. Н. Новгород), при расчетах использовалась модель "D LEVEL=7" из программы Designer;

- номиналы элементов цепей автосмещения: С = 10 пФ, R = 50 Ом. Результатом анализа является рассчитанный уровень мощности

гармоник входного сигнала на выходе удвоителя частоты. На рис. 3.7 приведен уровень второй гармоники в зависимости от наличия регулировочных элементов. Методом итерационного вычисления были выбраны оптимальные размеры и месторасположение регулировочных

пластин для достижения максимального и равномерного уровня мощности в диапазоне частот 26-40 ГГц.

Рвых, ДБм

12 10 8 6 4 2 0 -2 -4

.....и1 Ц"*******«****««'

...................-» ■«. ___ — —•

..........7--— — - * 1 .у.

! — • — без регулировки ......с перемычкой

с пластиной и перемычкой--- эксперимент

■ аналитический расчет

26 28 30 32 34 36 38 40 ГГц

вых, 1

Рисунок 3.7 Уровень 2-й гармоники в зависимости от установленных регулировочных элементов

Из графиков видно, что установка регулировочных элементов при их оптимальном расположении относительно диодов позволяет снизить неравномерность уровня выходной мощности в диапазоне частот, а также повысить его средний уровень на ~ 1,5 дБ. Там же (рис. 3.7) дана экспериментальная зависимость уровня мощности, усредненная по десяти образцам. Сравнение показывает, что потенциально выходная мощность экспериментальных образцов может быть повышена как минимум на 2 дБ [123]. На графике представлен уровень второй гармоники, рассчитанный аналитическим методом. Поскольку метод является приближенным и не учитывает влияния паразитных параметров диодов, конструктивные особенности электродинамических структур (толщина перемычки, потери в металле и диэлектриках и т.д.), характеристика приближается к идеальной.

Типичные характеристики выходной мощности 2-й и 4-й гармоник удвоителя при разных уровнях входной мощности приведены на рис. 3.8. Потери преобразования не превышают 12 дБ при неравномерности не более

±1,0 дБ во всем рабочем диапазоне частот и широком динамическом диапазоне уровней входного сигнала 5-100 мВт.

Лэых. дБм

6

.5

—*—* 4

А

/ О /

1 ✓ У л / 4 ч

У ✓ ч /

-Р = 1 вх = 7 дБм /

2 - Р~- = 10 дБм .....

- р = ВХ = 13 дБм *

:

\ у

- Р = 17 дБм ✓ \ 'Л * \ * ттт ^

5 - р 2 N

1 вх

6 - р = 1 вх = И дЬм

--.- —I— —I— -1- I- —1— -1- —1— -1- -1-

26 30 34 38 42 46 50 54 58 62 66 70 74 78 ГГц

1 вых, х 1 ^

Рисунок 3.8 Уровень 4-й гармоники относительно 2-ой

При Рвх. = 20 дБм 4-я гармоника подавлена относительно второй на 1735 дБ, что согласуется с экспериментальными результатами. При уменьшении Рвх. до 10 дБм подавление 4-й гармоники существенно возрастает.

Характеристики разрабатываемого устройства во многом определяются параметрами используемых диодов [122]. Целесообразно исследовать влияние различных параметров диодов на основные характеристики удвоителя, такие как уровень выходной мощности и подавление побочных составляющих в спектре выходного сигнала.

Проведен анализ зависимости уровня выходной мощности удвоителя от вариации основных параметров диодов. На рис. 3.9 приведены расчетные характеристики уровня выходной мощности для различных значений параметра С0 диодов при фиксированном параметре Я8= 3 Ом, а на рис. 3.10 - для различных Я8 при С0= 0,1 пФ.

Рвых дБм

Со=0,05 пФ Со=0,1 пФ Со=0,2 пФ Со=0,3 пФ

вых

14 12 10 8 6 4 2

26 28 30 32 34 36 38 40 ГГц

вых,

Рисунок 3.9 Уровень выходной мощности при Рвх=100 мВт, ^=3 Ом и различных С0

Рвых, дБм 13

12

11

10

1^=1 Ом Rs=3 Ом Rs=5 Ом Rs=10 Ом Rs=20 Ом

8

26 28 30 32 34 36 38 40 Рвых, ГГц

Рисунок 3.10 Уровень выходной мощности при Рвх = 100 мВт, С0 = 0,1 пФ и различных Р8

Повышение эффективности преобразования за счет уменьшения параметров С0 и сопровождается снижением допустимой мощности рассеяния диодов. Исходя из условия максимального уровня входной мощности 100 мВт, оптимальными значениями являются: С0 = 0,1 пФ и = 3 Ом.

0

9

При идентичных параметрах диодов в удвоителе частоты нечетные гармоники входного сигнала не генерируются. Однако, на практике всегда имеет место разброс параметров диодов, даже подобранных в пары по ВАХ и ВФХ. На рис. 3.11 даны зависимости уровня мощности третьей гармоники при различной степени неидентичности диодов по С0 и

Рвых, дБм

вых. 20

идентичные диоды

10

■•—1 0,1 п

и-*-1 ► Rs= 1 Ом

ДRs =10%

— ДRs =20%

✓ " ч N

— Л/' Ч \ * О" I ч

ч .4 ( * , >

-10 -20 -30 -40

26 28 30 32 34 36 38 40 42 44 46 48 50 52 54 56 58 60 р ГГЦ

-1 вых, ^ ^ ^

Рисунок 3.11 Уровень третьей гармоники в зависимости от неидентичности параметров диодов по С0 и Я3

Из графиков следует, что при минимально достижимой на практике неидентичности С0 и Я в 10% третья гармоника относительно второй подавлена на 25 дБ. Заметим, что в широкополосном удвоителе частоты 26 -40 ГГц третья гармоника не может быть отфильтрована, поскольку находится в рабочем диапазоне частот, поэтому требования к неидентичности параметров диодов весьма высоки.

Помимо параметров С0 и Я на эффективность преобразования в значительной степени влияет характер изменения крутизны вольт-фарадной характеристики умножительных диодов. Рассмотрены три различных ВФХ: номинальная, соответствующая реальным диодам А92220-3; пологая и крутая (ВФХ аналогичны как в главе 2 рис. 2.16).

0

На рис. 3.12 приведены характеристики уровня выходной мощности в зависимости от крутизны ВФХ.

—*— крутая —

Рвых, ДБм 12

11

номинальная

пологая

10

26

28

30

32

34

36

38

40

Рвых, ГГЦ

Рисунок 3.12 Уровень выходной мощности в зависимости от крутизны ВФХ

Сравнение результатов показывает, что более крутая ВФХ позволяет повысить эффективность преобразования примерно на 1 дБ и снизить неравномерность.

Важным этапом в проектировании удвоителя частоты является оптимальный выбор номиналов элементов цепей автосмещения диодов Я, С [123]. На рис. 3.13 приведены характеристики выходного уровня мощности удвоителя в зависимости от номинальных значений сопротивления и фиксированной емкости С = 10 пФ.

Рисунок 3.13. Графики уровня выходной мощности при фиксированной емкости С=10 пФ и различных номиналах Я.

9

Очевидно, оптимальным значением сопротивления для достижения равномерной Рвых при Рвх= 100 мВт является 50 Ом.

На рис. 3.14 представлены зависимости уровня выходной мощности при Я = 50 Ом и различных номиналах С.

Рисунок 3.14 Графики уровня выходной мощности при фиксированном сопротивлении Я = 50 Ом и различных номиналах С

При вариации ёмкости в широких пределах от 5 пФ до 50 пФ результат практически не меняется. Оптимальным значением является С = 20 пФ.

Одной из важнейших характеристик умножителей частоты является динамический диапазон входных сигналов. На рис. 3.15 даны зависимости уровня мощности на выходе удвоителя от уровня мощности на входе.

Рвых, дБм 20

15 10 5 0 -5 10

..... 23дБм

— — 20дБм

-17дБм

13дБм

--- 10дБм

' —а—7дБм

26 28 30 32 34 36 38 40 ^Ь1х, ГГц

Рисунок 3.15 Мощность выходного сигнала в зависимости от уровня входного сигнала

В диапазоне входных мощностей Рвх=15-23 дБм зависимость Рвых от Рвх монотонна и близка к линейной. С уменьшением Рвх линейная зависимость нарушается. Следует заметить, что большой динамический диапазон изменения уровня выходной мощности (не менее 30 дБ) с однозначной зависимостью Рвых от Рвх позволяет осуществлять регулировку уровня выходной мощности изменением входной. Это обстоятельство существенно упрощает построение широкополосных источников сигналов на умножителях частоты с регулируемым и стабилизированным уровнем выходной мощности.

3.2.2 Оптимизация конструкции удвоителя частоты 26-40 ГГц

Современная элементная база, накопленный опыт позволяют создавать умножители (удвоители, утроители и др.), перекрывающие полный рабочий диапазон волноводов стандартных сечений и обеспечивающие в пассивном режиме уровни выходной мощности ~ 10 мВт до 40 ГГц, 3-5 мВт до 78 ГГц, 1 мВт до 120 ГГц и 0,1 мВт до 180 ГГц с подавлением гармонических и субгармонических составляющих на 20-25 дБс [105, 124, 106, 125].

Расширение области применения таких источников в качестве гетеродинов панорамных приемников, анализаторов спектра, измерителей КСВН и ослабления и др. требует увеличения подавления паразитных сигналов до 40-50 дБс.

Для достижения такого ослабления нежелательных составляющих наиболее часто используют сменные полосовые фильтры (ПФ) с полосой пропускания 10-15% [126].

Перекрытие полной рабочей полосы волновода требует 2-3 литеры ПФ, что не позволяет без механических переключений организовать широкополосный режим работы. Поэтому, поиск технических решений, направленных на увеличение подавления паразитных составляющих в спектре выходного сигнала очень актуален.

3.2.2.1 Генерирование гармоник в удвоителе частоты

Селекция 1 -ой гармоники, кроме баланса схемы, осуществляется выходным волноводным трактом, так как для нее волновод является запредельным. С целью достижения минимума потерь преобразования в заданном динамическом диапазоне входных сигналов используют цепи внешнего смещения или внутреннего самосмещения. Четвертая гармоника может быть подавлена фильтром нижних частот, установленным после умножителя частоты.

Наиболее важным показателем является подавление третей гармоники относительно полезного сигнала, потому как она находится в спектре выходного сигнала и не может быть отфильтрована. Нечетные гармоники возникают в первую очередь из-за неидентичности диодов по параметрам Я и С0. На рис. 3.16 представлен уровень паразитных 3-их гармоник в зависимости от неидентичности параметров диодов по и С0 в 10 %, 20 % и 30 % при мощности входного сигнала Рвх=20 дБм.

Рвых, ДБм 10 0

-10

-20

-30

-40

-50

-60

• идентичные диоды

10%

20%

30%

26 28 30 32 34 36 38 40 42 44 46 48

Рвых, ГГЦ

Рисунок 3.16 Уровень мощности 2-й и 3-ей гармоник в зависимости от неидентичности диодов

С увеличением неидентичности диодов растет уровень 3-й гармоники (рис. 3.16). На подавление 3-й гармоники существенное влияние оказывает нарушение симметрии конструкции. Проведено моделирование и расчет удвоителя частоты при различных положениях диодов (см. рис. 3.17).

а)

б)

в) г)

Рисунок 3.17 Различное расположение диодов: а) - диоды расположены

симметрично относительно оси симметрии; б), в), г) - варианты с асимметричным расположением диодов

Для оценки вклада асимметрии конструкции удвоителя проведен расчет при полной идентичности диодов (рис.3.18). На практике эти два фактора (неидентичность диодов и асимметрия конструкции) существуют неразрывно, поэтому проведены расчеты уровней мощности третьих гармоник при неидентичности диодов в 30% по параметрам Я и С0 и различных вариантах асимметричного расположения диодов (рис. 3.19). Расчеты вариантов В1 и В2 выполнены в соответствии с конструкциями рис. 3.17 б) и г). Р дБм

вых 10

0 -10 -20 -30 -40 -50 -60

•а) б) в) г)

46 Р^, ГГц

26 28 30 32 34 36 38 40 42 44 Рисунок 3.18 Уровень мощности 2-й и 3-й гармоник при различных вариантах асимметрии диодов

Рвых, дБм

10

-10 -20 -30 -40

эксперимент б) г)

26 28 30 32 34 36 38 40 42 44 46 48 50 р ГГц

вых,

Рисунок 3.19 Уровень мощности 2-й и 3-ей гармоник при неидентичности диодов в 30% и различных вариантах асимметрии диодов

0

3.2.2.2 Селекция паразитных гармоник

Как показывает практика, возможно, добиться подавления 3-й гармоники относительно полезного сигнала до 25-30 дБс, с помощью подбора диодов по неидентичности параметров и С0. Поэтому вопрос селекции 3-й гармоники занимает важное место при проектировании и разработке удвоителей частоты [127]. Экспериментально было выявлено влияние согласующе-трансформирующих пластин, установленных после диодов на щелевой линии. Пластина представляет собой полиимидную пленку с верхней металлизированной поверхностью, создающая отрезок пониженного волнового сопротивления. При подборе количества и размеров регулировочных пластин, а также расстояния между ними формируется своего рода £С-фильтр для 3-й гармоники (рис.3.20а).

Обратите внимание, представленные выше научные тексты размещены для ознакомления и получены посредством распознавания оригинальных текстов диссертаций (OCR). В связи с чем, в них могут содержаться ошибки, связанные с несовершенством алгоритмов распознавания. В PDF файлах диссертаций и авторефератов, которые мы доставляем, подобных ошибок нет.