Повышение производительности передающей части беспроводных систем передачи данных на базе сигнала OFDM тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 00.00.00, кандидат наук Хоанг Ван Туан

• Хоанг Ван Туан
• кандидат наук
• 2026

Оглавление диссертации кандидат наук Хоанг Ван Туан

ВВЕДЕНИЕ

ГЛАВА 1. СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ НА БАЗЕ СИГНАЛА

OFDM

1.1 Принцип работы OFDM

1.1.1 Технология FDM и OFDM

1.1.2 Принцип работы технологии OFDM

1.2 Архитектура системы передачи данных на базе технологии OFDM

1.3 Применение технологии OFDM в системах передачи данных

1.3.1 Wi-Fi

1.3.2 LTE и 5G

1.3.3 Системы цифрового вещания

1.4 Проблемы технологии OFDM

1.5 Вывод по главе

ГЛАВА 2. ОСНОВНЫЕ МЕТОДЫ УМЕНЬШЕНИЯ ПИК-ФАКТОРА

OFDM-СИГНАЛА

2.1 Понятие пик-фактора OFDM сигнала

2.2 Методы уменьшения пик-фактора без передачи дополнительной информации

2.2.1 Клиппирование и фильтрация

2.2.2 Активное расширение созвездия

2.2.3 Резервирование поднесущи

2.3 Методы уменьшения пик-фактора с передачей дополнительной информации

2.3.1 Метод частичных последовательностей передачи

2.3.2 Метод частичных последовательностей передачи

2.4 Другие методы уменьшения PAPR

2.4.1 Метод компандирования (Companding Technique)

2.4.2. Метод ввода дополнительных тонов (Tone Injection, TI)

2.4.3 Кодовые методы (Coding Techniques)

2.5 Вывод по главе

ГЛАВА 3. РАЗРАБОТКА НОВОГО СПОСОБА ДЛЯ СНИЖЕНИЯ ПИК-

ФАКТОРА OFDM-СИГНАЛА

3.1 Гибридный метод уменьшения пик-фактора OFDM-сигнала

3.1.1 Ограничение и фильтрации с контролируемым уровнем искажений

3.1.2 Активное расширение созвездия с контролем амплитуды смещения

3.1.3 Гибридный метод уменьшения пик-фактора OFDM-сигнала

3.1.4 Результат моделирования

3.2 Итеративный метод уменьшения PAPR OFDM сигнала

3.3 Способ обработки шума клиппирования для снижения пик фактора

OFDM сигналов

3.3.1 Предлагаемый способ обработки шума клиппирования для

66

снижения пик фактора OFDM сигналов

3.3.2 Результат моделирования

3.4 Вывод по главе

ГЛАВА 4. РАЗРАБОТКА МЕТОДА ПОВЫШЕНИЯ ЛИНЕЙНОСТИ

УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ

4.1 Проблема нелинейности усилителей мощности

4.2 Метод повышения линейности усилителя мощности

4.3 Комбинированный метод LM/LMS

4.4 Вывод по главе

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

ПРИЛОЖЕНИЕ А

ПРИЛОЖЕНИЕ Б

ПРИЛОЖЕНИЕ В

ПРИЛОЖЕНИЕ Г

ВВЕДЕНИЕ

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Повышение производительности передающей части беспроводных систем передачи данных на базе сигнала OFDM»

Актуальность темы исследования

В условиях стремительного развития цифровых технологий системы связи и вещания занимают важное место в обеспечении передачи данных на большие расстояния с высокой надёжностью. Современные системы связи сталкиваются с рядом ограничений, связанных с ограниченными ресурсами радиочастотного спектра, высокой плотностью трафика и сложностями передачи сигналов через неидеальные каналы. Разработка новых технологий, способных улучшить спектральную эффективность, надёжность и энергоэффективность, становится одной из ключевых задач научных исследований.

В сфере беспроводной передачи данных технология OFDM находит широкое применение благодаря нескольким преимуществам. К ним относятся высокая спектральная эффективность, способность достигать высоких скоростей передачи данных и повышенная устойчивость к помехам в ситуациях, где присутствует многолучевое распространение сигнала [1]. Сегодня OFDM широко используется в таких стандартах связи, как 4G, 5G, Wi-Fi, LTE [2], а также в системах цифрового вещания, таких как DVB-T2 [3], ISDB-T [4,5] и других [6].

Большинство беспроводных систем используют усилители мощности (УМ) в передающем устройстве для обеспечения необходимого уровня выходной мощности. Передача сигнала с высоким значением пик фактора (PAPR) без существенных амплитудных и фазовых искажений требует, чтобы УМ работал в широком линейном диапазоне, что значительно увеличивает стоимость системы, а также повышает энергопотребление передатчика. Напротив, если используется УМ с ограниченным линейным диапазоном и при этом необходимо достичь высокой эффективности усиления, то УМ должен работать вблизи области

насыщения. При использовании УМ с ограниченной линейной областью выход из этой области приводит к появлению нелинейных искажений как внутри, так и за пределами полосы сигнала. Кроме того, высокий PAPR требует, чтобы цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП) имели достаточно широкий динамический диапазон, чтобы корректно воспроизводить сигналы с большими пиковыми значениями амплитуды. Сигналы OFDM обычно обладают достаточно высоким значением пик-фактора, поэтому разработка методов уменьшения PAPR OFDM-сигнала является одним из эффективных методов повышения производительности OFDM-системы, поскольку уменьшение PAPR позволяет сместить рабочую точку УМ ближе к области насыщения, то есть УМ работает с более высоким КПД, не увеличивая существенно искажения сигнала, вызванные нелинейностью УМ. Было предложено много методов для уменьшения PAPR, такие как клиппирование и фильтрация (Clipping & Filtering, CF), селективное отображение (Selected Mapping, SLM), частичные последовательности передачи (Partial Transmit Sequences, PTS), активное расширение созвездия (Active Constellation Extension, ACE), резервирование поднесущих (Tone Reservation, TR) и другие [7,21,22]. Каждый метод имеет свои преимущества и недостатки. Методы ограничения сигнала могут вызывать искажения внутриполосного и внеполосного диапазона, SLM и PTS, требуют сложных вычислений и дополнительной информации, что затрудняет их практическое применение. ACE увеличивает среднюю мощность и не жффективно для схем модуляции высокого порядка (QAM-256...), или при наличии вращения созвездия. TR снижает спектральную эффективность и пропускную способность системы.

Помимо снижения PAPR, необходимо также учитывать снижение нелинейных эффектов усилителя мощности (УМ). Это улучшает качество

сигнала OFDM за счет уменьшения искажений, вызванных усилителем мощности.

Одним из распространенных решений является цифровое предыскажение (DPD). Этот метод использует блок обработки с характеристиками, противоположными характеристикам усилителя мощности, для компенсации нелинейных эффектов и эффектов памяти. В результате усиленный сигнал становится более линейным, и качество передачи улучшается.

Степень разработанности темы

Методы уменьшения PAPR OFDM-сигналов активно развивались на протяжении последних десятилетий. Среди решений, направленных на уменьшение PAPR, можно выделить метод резервирования поднесущих, предложенный Tellado J [8], а также метод ACE, разработанный B.S. Krongold, D.L. Jones [7]. Метод CF подробно рассмотрен в работах Armstrong J. [10], L. Wang и C. Tellambura [9]. Эти подходы стали основой современных методов уменьшения PAPR, используемых в системах беспроводной связи.

В области улучшения линейности УМ значительный вклад внесли работы, посвящённые DPD. Первые исследования DPD относятся к 80-м годам прошлого века, их авторами стали J. Grabowski, R. Davis, K. Shanmugan, M. Kuggles и Saleh A. [11,12,13]. Дальнейшее развитие методов DPD было связано с учётом эффекта памяти усилителей мощности (например, W. Bosch, G. Gatti [14,15]). Современные подходы в области DPD активно исследуются такими учёными, как Le D. H. [16], Abdelrahman A. E. [17], которые предложили использование MP (Memory Polynomial), а также их модификации для моделирования сложных нелинейных эффектов.

Среди российских учёных вклад в развитие данных направлений внесли Н. В. Гудковой [18], Ю. С. Шинаков [19], А. В. Рашич [20], а также П. В. Луферчик, О. В. Тихонова, А. Х. Султанов, Е. В. Богатырев, А. Г. Мешкова, А. О. Пукса, А. А. Лисничук, Е. О. Коржихин, И. В. Власюк и другие, которые проводили исследования в области уменьшения PAPR и DPD.

Объектом исследования в диссертации являются передающие устройства на базе OFDM-сигнала в беспроводных системах передачи данных.

Предметом исследования в работе являются методы уменьшения PAPR OFDM-сигнала и способы повышения линейности УМ.

Целью диссертационной работы является разработка методов повышения производительности передающей части беспроводных систем передачи данных на базе сигнала OFDM.

Для достижения цели в работе решаются следующие задачи:

1. Анализ основных методов уменьшения PAPR OFDM сигнала.

2. Разработка, моделирование и анализ эффективности нового метода уменьшения PAPR OFDM сигнала.

3. Изучение современных подходов к повышению линейности УМ и разработка программных моделей для поведенческого моделирования УМ.

4. Разработка методов цифрового предыскажения сигналов, направленных на улучшение характеристик усилителя мощности и снижение нелинейных искажений.

Научная новизна диссертации:

1. Предложен новый гибридный метод для снижения PAPR OFDM-сигнала на основании метода клиппирования и фильтрации и активного расширения созвездия;

2. Предложен итеративный метод уменьшения PAPR OFDM-сигнала на основе обработки шума клиппирования;

3. Предложен способ обработки шума клиппирования для уменьшения PAPR OFDM сигнала и устройство для его реализации;

4. Предложен метод цифрового предыскажения, основанного на архитектуре косвенного обучения, в сочетании с алгоритмами нелинейной оптимизации LM и BFGS для повышения линейности характеристики УМ;

5. Разработан комбинированный алгоритм LM/LMS для улучшения линейности усилителя мощности.

Теоретическая значимость работы заключается в разработке новых методов уменьшения PAPR OFDM сигнала и повышения линейности характеристики УМ.

Практическая значимость работы заключается в том, что разработанные методы могут быть эффективно применены в системах передачи данных на базе OFDM сигнала. Результаты работы внедрены при разработке аппаратуры передачи данных в компании E-STARS и T&T во Вьетнаме.

Методы исследования: В данной работе использованы методы цифровой обработки сигналов, теории вероятностей, математической статистики, имитационного моделирования.

Основные положения, выносимые на защиту:

1. Предложенный гибридный метод, основанный на методах клиппирования и активного расширения созвездия, эффективно снижает PAPR на величину до 6,4 дБ, при этом средняя мощность сигнала незначительно увеличивается по сравнению с методом ACE.

2. Предложенный итеративный метод уменьшения пик-фактора OFDM-сигнала на основе обработки шума клиппирования позволяет достигать

PAPR = 5,26 дБ после трёх итераций, что практически соответствует минимально достижимому значению PAPR для порога ограничения 5,25 дБ.

3. Предложенный метод уменьшения пик-фактора OFDM-сигнала на основе обработки шума клиппирования позволяет снизить PAPR на величину до 7 дБ для OFDM-сигнала с резервными поднесущими (в соответствии со стандартом DVB-T2).

4. Предложенный метод цифрового предыскажения для повышения линейности характеристики УМ позволяет снизить уровень ACPR на виличину до 21 дБ при высокой точности и устойчивости методов с вычислительной простотой адаптивных алгоритмов.

Личный вклад автора

Основные результаты работы получены автором лично. Автором разработаны новые методы и подходы для повышения эффективности систем связи, использующих технологию OFDM, проведено их моделирование и сравнение с другими методами.

Апробация работы. Основные результаты работы докладывались и обсуждались на следующих конференциях:

1. 8-th International Conference on Information, Control, and Communication Technologies ICCT-2024, Владикавказ, 2024.

2. XXVII International Conference «Digital Signal Processing and Its Applications» DSPA-2025, Москва, 2025.

3. 24th International Conference named after A.F. Terpugov «Information Technologies and Mathematical Modelling» ITMM-2025, Красноярск, 2025.

4. 9-th International Conference on Information, Control, and Communication Technologies ICCT-2025, Гомель, Беларусь, 2025.

5. IX Международная научно-практическая конференция «Актуальные проблемы и перспективы развития радиотехнических и инфокоммуникационных систем» РАДИОИНФОКОМ-2025, Москва, 2025.

Публикации. По теме диссертационной работы опубликовано 11 научных работ, в том числе 2 статьи в научных изданиях, рекомендованных ВАК (К1), 2 статьи в изданиях, индексируемых в международной базе данных SCOPUS, 1 патент РФ на изобретение, 2 свидетельства о регистрации программ для ЭВМ, 4 статьи в сборниках трудов международных конференций.

Объем и структура. Работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературных источников из 107 наименований и приложения, содержащего в том числе 2 акта внедрения. Общий объем диссертации составляет 120 страниц, включая 48 рисунков и 3 таблиц.

Во введении представлена актуальность темы диссертации, описаны объект и предмет исследования, определены цель и задачи исследования по разработке методов уменьшения PAPR, а также улучшения характеристик усилителя мощности, тем самым обеспечивая повышение качества передачи всей системы, показана область применения, тематика и основные результаты исследования.

В первой главе анализируется принцип мультиплексирования с ортогональным частотным разделением OFDM. Представлены практические архитектуры приемопередатчиков OFDM, приведены примеры применения OFDM в современных системах связи. Также анализируются преимущества

использования сигналов OFDM, а также его недостатки, такие как высокий PAPR, чувствительность к отклонению частоты, фазовому шуму.

Вторая глава посвящена представлению и анализу проблемы пик-фактора и основных методов уменьшения пик-фактора сигнала, их преимуществ, ограничений, сравнение недостатков и преимуществ этих методов.

В третьей главе представлен основной вклад диссертации в разработку методов для уменьшения PAPR OFDM-сигнала. Предложен гибридный метод, сочетающий в себе контролируемое клиппирование границ с ACE, что позволяет значительно снизить PAPR без существенного изменения расстояния между точками созвездия. Представлен итеративный метод для уменьшения PAPR, в котором сигналы OFDM обрабатываются в нескольких итерациях, что помогает постепенно устранять большие пики до достижения желаемого порога без чрезмерных искажений. Описан метод обработки шума клипирования, представлена схема реализации и основные результаты по уменьшению PAPR.

В четвертой главе представлены проблемы нелинейности УМ и метод повышения линейности УМ на основе DPD. Проанализированы характеристики нелинейности УМ (АМ/АМ, АМ/РМ, искажения) и их влияние на спектр сигнала. Предложена система DPD на основе архитектуры косвенного обучения и адаптивных алгоритмов для определения коэффициента предыскажения для DPD.

В заключении приведены основные результаты диссертации.

В приложении приведены акты внедрения, подтверждающие практическое применение результатов научных исследований, патент РФ и свидетельства о государственной регистрации программ для ЭВМ.

Благодарности

Автор искренне благодарит научного руководителя, доктора технических наук, члена-корреспондента РАН Александра Викторовича Дворковича за ценное руководство, переданные знания и неизменную поддержку при выполнении данной работы.

ГЛАВА 1. СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ НА БАЗЕ СИГНАЛА OFDM

1.1 Принцип работы OFDM

1.1.1 Технология FDM и OFDM

Первый метод многоканальной передачи информации, связанной с мультиплексированием с частотным разделением, — FDM (Frequency Division Multiplexing) [23]. Идея FDM восходит к 1930-м годам. Принцип технологии FDM: полоса частот делится на много поднесущих, каждая из которых представляет собой независимый канал, между которыми сохраняется защитный интервал. Для узкополосной связи FDM практически идеален: простая структура, наличие отдельного набора фильтров и демодуляторов для каждого канала и полностью аналогичные методы модуляции/демодуляции

Однако по мере роста спроса на высокоскоростную передачу данных проясняются ограничения технологии FDM. Во-первых, должен быть защитный интервал между поднесущими, эффективность использования спектра редко превышает 60%. Чем больше подканалов, тем больше требуется защитных интервалов и тем ниже эффективность использования частотного спектра (на рисунке 1.1.1, а). Во-вторых, каждый подканал FDM по-прежнему по сути является высокоскоростной одночастотной системой. В радиосреде неравномерное затухание сигнала и многолучевые отражения вызывают межсимвольную интерференцию, и для её подавления длинные эквалайзеры становятся обязательными, что влечет за собой рост стоимости и сложности оборудования.

С конца 1950-х годов исследователи сосредоточились на преодолении неотъемлемого недостатка FDM: если поднесущие можно расположить близко друг к другу и при этом разделить на приемнике, защитные частотные интервалы между поднесущими не понадобятся. Основным решением этой проблемы

является частотная ортогональность. В 1966 году инженер Robert W. Chang из BellLabs опубликовал отчет «Синтез ортогональных сигналов с ограниченной полосой пропускания для многоканальной передачи данных», в котором он представил полную теоретическую основу для OFDM [24]. Chang доказал, что при частотном интервале А/ = 1/T спектральная энергия несущей попадает точно в ноль функции sine (sine. = sin./.) (на рисунке 1.1.2) в положении соседних поднесущих, обеспечивая плотное спектральное покрытие и избегая при этом интерференции между несущими (ICI). Однако основным препятствием было отсутствие технологии практической реализации этого метода. Для формирования сигнала из нескольких десятков или сотен ортогональных поднесущих передатчик должен иметь эквивалентное количество генераторов, смесителей и фильтров. Приемнику также необходимо такое же количество каналов синхронизации. До конца 1960-х годов реализация такого оборудования была практически невозможной с точки зрения размера и стоимости. Поэтому технология OFDM [25] изучалась только в теории и не реализовывалась на практике.

Кан1 Кан2 КанЗ Кан4 Кан5 Канб Кан7 Кан8 Кан9 КанЮ

б) : Частота

Рисунок 1.1.1 - а) Технология FDM; б) Технология OFDM

Рисунок 1.1.2 - Спектр сигнала а) OFDM-подканала; б) OFDM-сигнала

В 1971 году Weinstein и Ebert [26] предложили заменить весь сложный аппаратный массив парой цифровых преобразований: ОДПФ на передатчике и ДПФ на приемнике. Благодаря алгоритму БПФ, опубликованному Cooley & Tukey в 1965 году , количество комплексных умножений для обработки N = 64 поднесущих сокращается с O(N2) до O(NlogN). Когда технология больших интегральных схем (БИС) достигла 5 мкм, стало возможным реализовать 256-точечное БПФ/ОБПФ на цифровой плате. Первая экспериментальная система с использованием OFDM БПФ появилась в институте Nanyang (Сингапур) в 1974 году. Она достигла скорости 1,2 Мбит/с на полосе 34 МГц, межсимвольные интерференции были полностью устранены без необходимости использования эквалайзера. Однако сигнал OFDM при передаче по многолучевому каналу будет перекрываться собственными отражениями, вызывая межсимвольную интерференцию (ISI).

В 1980 году Peled и Ruiz [27] представили концепцию циклического префикса (Cyclic Prefix, CP). Суть приёма состоит в том, что короткий фрагмент конца OFDM-символа копируется в его начало. Если длина этого префикса превышает максимальную задержку многолучевого канала, то полностью

подавляется ISI. Это нововведение в сочетании с недорогим оборудованием БПФ завершает тройной эффект (спектральная ортогональность, цифровая обработка, подавление ISI) и упрощает реализацию сигналов OFDM на практике.

В 1980-х годах OFDM исследовался для использования в высокоскоростных модемах, цифровой сотовой связи и высокоплотной магнитной записи. Поэтому технология OFDM была развернута в системах с мультиплексированной QAM [28, 29]. Кроме того, для телефонных сетей были разработаны модемы с переменной скоростью передачи [30].

С начала 1990-х годов OFDM постоянно демонстрирует свое превосходство. Цифровое радиовещание DAB, цифровое наземное телевидение DVB-T [31-37] используют OFDM для противодействия эффектам многолучевого отражения в городских радиоканалах. В области беспроводных сетей стандарт IEEE 802.11a (1999) [38] ввел OFDM в диапазон 5 ГГц, увеличив пропускную способность до 54 Мбит/с, а затем 802.11g (2003) [39] расширил его до диапазона 2,4 ГГц. WiMAX [42], 4G LTE [40], а теперь и 5G — все они основаны на OFDM, сочетая MIMO и OFDM [40-43] для максимального использования ресурсов радиочастотного спектра.

Таким образом, можно сказать, что система OFDM обладает следующими выдающимися преимуществами: во-первых, существенно повышается спектральная эффективность по сравнению с традиционным FDM. Во-вторых, модуляция и демодуляция упрощаются за счет использования пары преобразований ОБПФ/БПФ — для всего синтеза и анализа многочастотных сигналов требуется только один блок ОБПФ на передатчике и один блок БПФ на приемнике. Наконец, OFDM обеспечивает устойчивость к межсимвольной интерференции.

1.1.2 Принцип работы технологии OFDM

Базовая структура OFDM-модулятора представлена на Рисунке 1.1.3 [44]. Он включает в себя N модуляторов, каждый из которых соответствует отдельной поднесущей OFDM-сигнала. Обозначим через T продолжительность модулированного сигнала каждой поднесущей. Частотное расстояние между соседними поднесущими определяется как А/ = 1/T. OFDM сигнал s(t) во временной области mT < t < (m+1)T описан по формуле (1.1):

N-1

N-1

Kt) = 1 ^ (t) = 2 Sk

(m) j 2nkAft

(1.1)

k=0

k=0

где N - количество поднесущих частот, ^ (г) - сигнал на ^й поднесущей/ = ЪД/ 8(кт) - модуляция ячейки, соответствующей ^й поднесущей на указанном временном интервале.

Рисунок 1.1.3 - Схема OFDM модулятора

В течение каждого временного интервала Т, N пакетов данных модулируются и передаются параллельно. В этих пакетах могут использоваться различные методы модуляции( M-PSK или М^АМ).

Условие ортогональности двух поднесущщих определяется следующим образом (на временном интервал тТ < t < (т+1) ):

£7'\ (t К (t )d,=sts;2 e if ***л = 0, Vk, * К.

(1.2)

Таким образом, передачу OFDM можно представить как модуляцию набора ортогональных функций 9k(t),:

j ink Aft

(Pk ( t) =

0,

0 < t < T

иначе

(1.3)

Сигнал OFDM представлен в частотно-временной форме, как показано на рисунке 1.1.4, где каждый «столбец» соответствует символу OFDM, а каждая «строка»—поднесущейOFDM.

Рисунок 1.1.4 - Частотно-временное представление

Рисунок 1.1.5 - OFDM - демодулятор

На рисунке 1.1.5 представлен OFDM-демодулятор. Демодулятор состоит из набора N корреляторов, каждый из которых предназначен для отдельной поднесущей. Благодаря ортогональности поднесущих, заданной выражением (1.2), в идеальных условиях две поднесущие OFDM не создают взаимных помех после демодуляции, хотя на самом деле их спектры частично перекрываются. Следовательно, исключение взаимных помех между поднесущими OFDM обусловлено не только простым спектральным разделением, но и особой структурой спектральной области каждой поднесущей, а также выбором интервала между ними, обеспечивающего ортогональность.

Рассмотрим дискретный OFDM-сигнал [44] во временной области, предполагая, что частота дискретизации fs является кратной интервалу между поднесущими Af то есть fs = 1/Ts = LN-Af где Ts — период дискретизации, L -параметр передискретизации. Причина в том, что OFDM-сигнал, определённый по формуле (1.1), теоретически обладает бесконечной полосой пропускания,

поэтому невозможно точно задать частоту дискретизации. Так как N•Af можно рассматривать как номинальную ширину полосы OFDM-сигнала, то LN должен быть немного больше N в допустимых пределах [47]. Дискретный OFDM-сигнал можно представить как:

N-1 N-1 LN-1

s.=s(nTs )=X Vм = X se ^N = X LN, (1.4)

k=0 k=0 k=0

где

, _\Sk, 0 < k < Nc Sk = [0, N < k < LN ■ (1-5)

Следовательно, последовательность sn, или иначе говоря, дискретный OFDM-сигнал, является результатом ОДПФ от блока модулированных символов S0, S1, ..., SN-1, дополненного нулями до длины LN (zero padding) [44]. Таким образом, OFDM-модулятор может быть реализован путём применения ОДПФ, а затем — цифро-аналогового преобразования (ЦАП), как показано на рисунке 1.1.5. При выборе LN = 2m, где m — целое число, OFDM-сигнал может быть эффективно реализован с использованием ОБПФ с основанием 2 (использование степеней двойки не является обязательным, алгоритм Кули-Тьюки допускает разложение на простые множители). Например, для стандарта 3GPP LTE количество поднесущих N составляет примерно 600 при ширине полосы 10 МГц. Размер ОДПФ, может быть выбран как LN = 1024, что соответствует частоте дискретизации fs = LN-Af = 15,36 МГц, где А/ = 15 кГц — это интервал между поднесущими в LTE [44].

Рисунок 1.1.5 - OFDM-модулятор на основе ОДПФ/ОБПФ

Важно понимать, что реализация OFDM-модулятора на основе ОДПФ/ОБПФ, а тем более выбор конкретного размера ОДПФ/ОБПФ, является исключительно решением, принимаемым при разработке передатчика, и не определяется какими-либо требованиями спецификаций радиодоступа. Например, ничто не мешает реализовать OFDM-модулятор в виде набора параллельных модуляторов, как показано на рисунке 1.1.3. Также нет ограничений на использование большего размера ОБПФ.

Рисунок 1.1.6 - OFDM -демодулятор на основе БПФ

Аналогично OFDM-модулятору, эффективная обработка с помощью БПФ может быть использована для OFDM-демодулятора, заменяя набор из N параллельных демодуляторов, представленных на рисунке 1.1.4, путём дискретизации сигнала с частотой fs = 1/Ts, за которой следует блок БПФ размером LN, как показано на рисунке 1.1.6.

При ортогональности поднесущих каждая поднесущая sh(t) проходит точно целое число колебаний за время одного OFDM-символа Т = 1/Д/ При прохождении сигнала через канал с временной дисперсией (например, многолучевой канал) появляется межсимвольная интерференция. Это происходит потому, что разные многолучевые компоненты сигнала могут накладываться друг на друга, как показано на рисунке 1.1.7. В результате один и тот же символ может приходить с разных путей в разное время и пересекаться с другими символами. Это приводит к межсимвольным помехам.

Прямой путь

Отражённый путь

-, 1)

1

1 1 -

Интервал для демодуляции прямого пути

Рисунок 1.1.7 - Многолучевое распространение сигнала

Чтобы устранить межсимвольную интерференцию, в системах OFDM обычно применяется добавление циклического префикса (cyclic-prefix insertion). Как показано на рисунке 1.1.8, добавление циклического префикса означает, что последняя часть OFDM-символа копируется и вставляется в его начало. Это увеличивает длительность OFDM-символа с T до T + TCP, где TCP — длина циклического префикса, что, в свою очередь, приводит к снижению скорости передачи символов OFDM.

Как показано в нижней части рисунка 1.1.8, если корреляция на стороне приёмника выполняется только на интервале T = 1/А/ то ортогональность поднесущих сохраняется даже в условиях временной дисперсии, при условии, что её длительность не превышает длину циклического префикса.

На практике добавление циклического префикса выполняется после ОБПФ на передающей стороне. Последние NCP отсчётов выходного блока ОБПФ длиной LN копируются и вставляются в начало блока, увеличивая его длину с LN до LN + NCP. На стороне приёмника эти дополнительные отсчёты отбрасываются после символьной синхронизации перед OFDM-демодулятором.

Преимущество использования циклического префикса заключается в том, что он делает OFDM-сигнал устойчивым к временной дисперсии, если временная дисперсия распространения сигнала меньше длины префикса. Недостаток — только часть принятого сигнала Т/(Т + Тср) используется для передачи полезных данных. Вследствие этого добавление циклического префикса (СР) также снижает спектральную эффективность системы.

Рисунок 1.1.8 - Добавление циклического префикса

1.2 Архитектура системы передачи данных на базе технологии OFDM

На рисунке 1.1.9 приведена блок-схема системы передачи данных на базе технологии OFDM [1], где верхняя часть отражает функциональные модули передатчика, а нижняя — приёмника.

Передающая часть системы начинается с блока «Источник информации», где генерируются двоичные данные. Эти данные обрабатываются в блоке

канального кодирования (который может включать внешний, внутренний кодеры (например, Reed-Solomon, BCH, LDPC, Turbo-код) и различные перемежители. Это позволяет повысить устойчивость передачи к ошибкам (внутренний кодер -это основное средство защиты от ошибок, а внешний - дополнительное, позволяющее доисправить малое количество оставшихся после внутреннего декодера ошибок). Для того, чтобы ошибки не концентрировались в одной области, а распределялись более равномерно, применяются перемежители. В зависимости от конкретной реализации это могут быть битовый, блочный, частотный перемежители и их комбинации. Их задача состоит в том, чтобы «разбросать» ошибки по всему блоку данных, облегчая работу декодера на приёмной стороне. Кодированные данные отображаются в символы (например, QPSK, 16-QAM, 64-QAM). Комплексные значения затем поступают на блок ОБПФ, на выходе формируется дискретный временной сигнал. Для уменьшения межсимвольной интерференции, вызванной многолучевыми отражениями, к полученному сигналу добавляется циклический префикс (в блоке добавления СР).

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Хоанг Ван Туан, 2026 год

итераций

Рисунок 2.2.8 - Эффективность уменьшения PAPR при разных значениях порога

клиппирования

На рисунке 2.2.7 [68] представлено влияние числа итераций на эффективность уменьшения PAPR. Увеличение количества итераций может существенно повысить степень снижения PAPR, но чрезмерное число итераций

приводит к росту задержки обработки. В [68] рекомендуется применять не больше 10 итераций.

На Рисунке 2.2.8 [68] показано, что в методе GA выбор порога клиппирования оказывает влияние на эффективность уменьшения PAPR. Увеличение порога до определённого значения позволяет значительно улучшить результат, однако дальнейшее повышение порога не приводит к дополнительному росту эффективности алгоритма.

2.3 Методы уменьшения пик-фактора с передачей дополнительной информации

2.3.1 Метод частичных последовательностей передачи

Сущность метода PTS [69,70,71] заключается в разделении входного вектора символов OFDM на M непересекающихся подблоков, каждый из которых преобразуется во временную область независимо, а затем они объединяются с использованием оптимально подобранных фазовых множителей (см. рисунок 2.3.1).

Для применения метода PTS весь вектор данных X(k) делится на M подблоков:

м

X(k) = £ Xm(k), k = 0,1,..., N -1, (2.16)

m=1

Каждый подблок формирует частичный OFDM-сигнал

N-1

Xm (n) = £ Xm(k У'N, m = 1,1,., M. (2.17

k=0

Рисунок 2.3.1 - Схема метода PTS

Окончательный сигнал составляется как линейная комбинация этих подблоков с фазовыми множителями bm:

Х(П) = £bmXm(n), bmi= B,

(2.18)

где B = {в]в} - возможные коэффициенты фазы, которые могут быть выбраны.

Задача алгоритма PTS заключается в поиске набора коэффициентов [b1, b2,..., bM ], таких, чтобы PAPR сигнала x'(n) было минимизировано. Оптимизационная задача выражается следующей формулой:

[b,b,.••,bK,]* = arg min{ max\ x'(n)|}.

1 2 M bm eB 0 <n< N-1

(2.19)

Таким образом, поиск фазовых множителей направлен на снижение PAPR без искажения полезных данных.

m=1

\

'ч

V

Рисунок 2.3.2 - Эффективность уменьшения PAPR PTS-методом при различных

значениях M количества подблоков

На рисунке 2.3.2 показана эффективность снижения PAPR при различных значениях параметра M. Можно видеть, что увеличение числа подблоков M приводит к лучшему снижению PAPR, однако одновременно возрастает вычислительная сложность алгоритма.

Главным недостатком метода PTS является высокая вычислительная сложность. Для M подблоков и множества фаз | B |= W, требует WMитераций. Это делает метод труднореализуемым при больших M. Необходимо передать в приёмник дополнительную информацию (side information, SI) о выбранных фазовых множителях. Это снижает эффективную скорость передачи данных и в случае ошибок в SI может ухудшать характеристики BER.

2.3.2 Метод селективного отображения

SLM является одним из наиболее популярных методов снижения PAPR без искажений [72,73,74]. На рисунке 2.3.3 представлена принципиальная схема метода SLM, в этой схеме формируется множество из U независимых

последовательностей данных путем умножения блока из N модулированных символов {Xk}N=-d на фазовую последовательность, содержащую U векторов фазы длиной N. Множество независимых сигналов можно математически записать следующим образом:

X"k= Xk■ P;,1 < u < U,0 < k < N -1. (2.20)

Здесь каждый фазовый вектор P >N—1, 1 < u < U имеет длину N, а его элементы (т.е. фазовые коэффициенты) определяются как:

Pue{$= exp(j2жИ W) | 0 < l < W -1}, (2.21)

где W обозначает количество фазовых коэффициентов. U независимых дискретных OFDM-сигналов определены по формуле:

1 N-1

xu [n] = -= £ Xue2MN ,0 < n < N -1 (2.22)

vN k=o

Из набора сигналов {xu} выбирается один сигнал, удовлетворяющий минимальному PAPR:

xu = arg min PAPR(xu) (2.23)

1<u<U

Следовательно, информация о фазовом векторе должна передаваться вместе с каждым OFDM-символом. Эти информация имеет решающее значение для восстановления данных на приёмной стороне; поэтому приходится снизить скорость передачи данных

Рисунок 2.3.3 - Схема метода SLM

Рисунок 2.3.4 - Эффективность уменьшения PAPR SLM-методом при различных

U векторов фазы

На рисунке 2.2.4 представлена эффективность уменьшения PAPR с применением метода SLM при различных значениях U. При увеличении числа фазовых последовательностей U метод даёт дополнительное улучшение, однако при этом наблюдается эффект насыщения и рост вычислительных затрат.

2.4 Другие методы уменьшения PAPR

2.4.1 Метод компандирования (Companding Technique)

Основная идея метода компандирования заключается в нелинейном преобразовании амплитудных значений сигнала: большие амплитуды сжимаются, а малые — расширяются в соответствии с заданной функцией. На передающей стороне используется функция сжатия, а на приёмной — обратное преобразование (декомпандирование), что позволяет восстановить исходную форму сигнала. Наиболее известными вариантами являются законы ц-law [101,102]. Применение ^-law-компандирования в OFDM позволяет преобразовать распределение амплитуд в более равномерное, что приводит к существенному снижению вероятности появления пиков мощности. Однако метод компандирования имеет ряд недостатков. Из-за нелинейного характера преобразования возникают искажения в полосе и внеполосные излучения, которые ухудшают качество демодуляции и увеличивают вероятность ошибок приема бита. Кроме того, эффективность метода зависит от выбора параметра компандирования ц: слишком сильное сжатие вызывает потери информации, а слабое — приводит к незначительному эффекту снижения PAPR.

2.4.2. Метод ввода дополнительных тонов (Tone Injection, TI)

Основная идея [103,104] заключается в расширении созвездия модуляции: каждому символу исходного созвездия сопоставляются несколько эквивалентных точек, сдвинутых на фиксированный вектор в комплексной плоскости. На передающей стороне выбирается такая комбинация точек, при которой результирующий OFDM-сигнал имеет минимальное значение PAPR. Данный подход имеет существенные недостатки. По мере расширения созвездия средняя мощность сигнала увеличивается, поэтому и характеристики усилителя

мощности снижаются. Кроме того, для каждого символа необходимо найти оптимальную комбинации дополнительных компонентов, что делает вычисление довольно трудоемкими и требует хранения большего количества таблиц модуляции.

Согласно [104], по этим причинам данный метод применяется только для систем с высокими вычислительными возможностями и не большим количеством поднесущих.

2.4.3 Кодовые методы (Coding Techniques)

Кодовый метод [105-107] реализуется с использованием схем кодирования для перегруппировки информационных битов, что снижает вероятность наличия нескольких поднесущих в фазе — причины больших пиков в OFDM-сигналах. Это достигается путем добавления избыточности к данным, что изменяет статистические характеристики сигнала и уменьшает PAPR, не изменяя при этом структуру OFDM сигнала.

Этот метод также имеет некоторые ограничения. Для получения наилучшей последовательности необходимо осуществлять поиск по нескольким наборам, поэтому с увеличением числа поднесущих вычислительная сложность возрастает. Добавление избыточности снижает спектральную эффективность и требует больше памяти как для кодировщика, так и для декодера.

2.5 Вывод по главе

В этой главе представлен базовый анализ методов снижения PAPR. Анализируются свойства сигналов OFDM и то, как PAPR может возникать в сигналах OFDM с несколькими несущими, влияя на эффективности усилителя.

Были проанализированы методы снижения PAPR без дополнительной передачи информации: CAF, ACE и TR. Эти методы обладают относительно низкой вычислительной сложностью и просты в реализации, но все же ограничены искажением сигнала и ухудшением BER при CAF. Сложность возрастает при использовании ACE, а спектральная эффективность снижается при использовании TR.

Методы с дополнительной передачей информации: SLM и PTS очень эффективны в снижении PAPR, но требуют высокой вычислительной сложности и точности приема дополнительной информации. И другие методы. Было показано, что компадирование эффективно снижает PAPR, но вызывает нелинейные искажения и увеличивает BER. Введение тона увеличивает среднюю мощность и вычислительные затраты. Кодирование позволяет получать сигналы с низким PAPR, но высокой вычислительной сложностью.

ГЛАВА 3. РАЗРАБОТКА НОВОГО СПОСОБА ДЛЯ СНИЖЕНИЯ ПИК-

ФАКТОРА OFDM-СИГНАЛА

3.1 Гибридный метод уменьшения пик-фактора OFDM-сигнала

Для уменьшения PAPR OFDM-сигнала в данной работе предложен новый гибридный метод [76], который сочетает преимущества двух подходов — ограниченного клиппирования и фильтрации и расширения активного созвездия. Основная идея заключается в использовании шума клиппирования, возникающего после ограничения амплитуды сигнала, для формирования корректирующего сигнала в частотной области. Затем сигнал коррекции пиков преобразуется во временную область и складывается с исходным OFDM-сигналом. В результате получается выходной сигнал с пониженным значением PAPR, что позволяет улучшить эффективность передачи при сохранении высокого качества сигнала. Такое решение позволяет снизить внутриполосные и внеполосные искажения, которые неизбежно возникают при использовании традиционного метода клиппирования. Кроме того, в предложенном методе реализован контроль смещения амплитуды внешних точек созвездия, что обеспечивает контроль увеличения средней мощности сигнала и предотвращает её чрезмерный рост.

3.1.1 Ограничение и фильтрации с контролируемым уровнем искажений

Согласно п. 2.2.1 Применение метода клиппирования и фильтрации приводит не только к возникновению внеполосных искажений, но и к внутриполосным искажениям (рисунок 2.2.2). Последние искажают форму полезного сигнала и являются основной причиной увеличения BER в системе передачи данных.

Для устранения внутриполосных искажений, вызванных методом клиппирования и фильтрации, был разработан следующий метод ([76]): предложено обрабатывать шум клиппирования путём дополнительного контроля над смещением точек сигнального созвездия в частотной области. Этот метод ограничивает перемещение сигнальных созвездий от исходных положений, поддерживая оптимальное расстояние между точками. Показатель BER существенно не меняется, а ЕУМ невысок.

Шум клиппирования вычисляется в рузультате ограничения сигнала и преобразования его в частотную область для обработки с помощью преобразования Фурье.

f (п) = х (п) - х(п) Fф) =Х f (п)е~= БРТ(/(п))

ЬМ-1 (3 1)

п=0

Чтобы избежать искажение необходимо установить ограничение компонента F(k) в частотной области. Ограничение амплитуды сигнала коррекции пика означает, что изменение точки созвездия остается в допустимых пределах. Предельное значение амплитуды Сш(к) описано таким образом:

' F (k), ^ (^|< Стах

С (k) = \г • Ш- \р(к)\>Г , (3.2)

стах | ,-./ 7 ч|, 1 F () Г стах

\Р (k)|

где Стах - максимальное значение амплитуды шума клиппирования в частотной области.

Для подавления внеполосного излучения после ограничения шума клиппирования целесообразно применить фильтр Нс(к), определяемый следующим образом:

1, 0 < k < N-\ 0, N < k < LN-1 C(k) = Hc(k) • Сш (k)

(3.3)

Сигнал коррекции пиков преобразуется во временную область с помощью обратного дискретного преобразования Фурье (IDFT):

Ниже представлено описание алгоритма метода клиппирования и фильтрации с контролируемым уровнем искажений.

1. Ограничение амплитуды сигнала по формуле (2.7).

2. Расчёт шума клиппирования и преобразование в частотную область по (3.1).

3. Обработка шума клиппирования по (3.2) и (3.3).

4. Преобразование шума клиппирования во временную область по (3.4).

5. Определение переданного OFDM сигнала: xnepe (n) = x(n) + c(n).

3.1.2 Активное расширение созвездия с контролем амплитуды смещения

Из формулы (2.14) видно, что коэффициент расширения G оказывает влияние не только на эффективность снижения PAPR, но и на среднюю мощность сигнала.

Средняя мощность увеличивается при большом значении G, поэтому в алгоритме [76] коэффициент V используется для ограничения расширения сигнала, что приводит к ограничению увеличения средней мощности.

c(n) = IDFT (C(k)).

(3.4)

'kXj (k ), |AX, (k )|< F

AXI (k) = Jf, AX, (k) > F

-F, AX (k) < -F AXß (k ), |AXß (k )|< F

AXq(k) = Jf, AXq(k) > F (3.5)

-F, AXß (k) < -F

AX (k ) = AXj (k ) + AXg (k ) • j

Коэффициент V в уравнении (3.5) представляет собой порог расширения сигнального созвездия, который ограничивает расширение сигнала в частотной области чрезмерным увеличением средней мощности.

Этот подход не только обеспечивает более эффективное уменьшение PAPR, но и сохраняет качество сигнала за счёт контроля амплитуды сигнала коррекции пиков на каждом шаге. Ниже представлено описание метода ACE с контролем амплитуды смещения:

1. Ограничение амплитуды сигнала по формуле (2.7).

2. Расчёт шума клиппирования и преобразование в частотную область по (3.1).

3. Определение сигнала коррекции пиков по (2.10).

4. Ограничение степени расширения по (3.5).

5. Преобразование сигнала коррекции пиков во временную область:

Ax(n) = IDFT (AX (k )).

6. Определение переданного OFDM сигнала: x (n) = x(n) + Ax(n).

3.1.3 Гибридный метод уменьшения пик-фактора OFDM-сигнала

Основная идея гибридного метода заключается в использовании шума клиппирования, возникающего после ограничения амплитуды сигнала, для формирования корректирующего сигнала в частотной области. Затем сигнал коррекции пиков преобразуется во временную область и складывается с

исходным OFDM-сигналом. В результате получается выходной сигнал с пониженным значением PAPR, что позволяет улучшить эффективность передачи при сохранении высокого качества сигнала.

Предлагаемый гибридный метод уменьшения PAPR OFDM-сигнала состоит из следующих шагов:

1. Ограничение амплитуды сигнала по формуле:

-( х(п), \ х(п) |< лс11р

Х(П) = 1 А^п), |х(п)|> ЛсНр

2. Расчёт шума клиппирования и преобразование в частотную область:

/ (п) = Х (п) - х(п) F (к) = ББТ(/(п))

3. Обработка шума клиппирования по двум направлениям обработки:

- Компонент клиппирования:

(к), (к)|< Стах

Сш (k) =

С

F (k)

F(k)|> Ст

Ис{к) = •

\Р (k )|'

[1, 0 < k < N-1 0, N < k < ЬМ-1

С (к) = Ис{к) • Сш (к) Компонент расширения созвездия:

Га • F(к), к е ^

АХ (к) = ■

0,

иначе

АХ1 (к) =

АХ0 (к) =

АХ (к), | АХ (к)|< К К, АХ1 (к) > К

-V,

АХ (к) <-К

АХе (к), | АХе (к)|< V V, АХе (к) > V

-V,

АХ„ (к) <-V

АХ (к) = АХ1 (к) + АХ0 (к) • у

<

4. Преобразование шума клиппирования во временную область для получения сигнала коррекции пиков:

c(n) = IDFT(C(k)), Ax(n) = IDFT(AX(k)).

5. Определение переданного OFDM сигнала: хпере (n) = x(n) + c(n) + Ax(n).

Как видно из представленного алгоритма, коэффициенты Aciip, G оказывают прямое влияние на эффективность снижения PAPR. От их выбора зависит не только степень подавления амплитудных пиков, но и сохранение структуры сигнального созвездия. Слишком большие значения могут привести к существенным искажениям и смещению точек модуляции. Напротив, слишком малые значения параметров ограничивают способность алгоритма эффективно снижать PAPR.

3.1.4 Результат моделирования

Для оценки эффективности предложенного метода было проведено моделирование в среде MATLAB численных экспериментов на системе OFDM со следующими параметрами: 4068 поднесущих, 10000 OFDM-символов, модуляция 16-QAM, нормализация мощности, порог ограничения Aclip изменялся в диапазоне от 4 до 6 дБ, коэффициент расширения G изменялся в диапазоне от 3 до 7, максимальное значение амплитуды шума клиппирования в частотной области Cmax = 0,06 и порог расширения созвездия V = 0,2.

Рисунок 3.1.1 - Зависимость PAPR от порога ограничения Ас1р и коэффициента

расширения G (3D представление)

Рисунок 3.1.2 - Зависимость PAPR от порога ограничения Ас1р при различных

коэффициентах расширений G

Рисунок 3.1.1, 3.1.2 показывают, что эффективность уменьшения PAPR существенно зависит от порога ограничения Аснр и коэффициента расширения G.

При увеличении порога Ас1р от низких значений до области около 5 дБ наблюдается значительное уменьшение PAPR, причём оптимальный результат достигается при Ас1р ~ 5-5,2 дБ. Это подтверждает, что выбор порога отсечения играет ключевую роль в эффективности метода. При изменении коэффициента G видно, что PAPR изменяется: при увеличении значений G до 4 эффективность уменьшения заметно возрастает. Однако при дальнейшем увеличении G эффект уменьшения снижается, а PAPR может даже слегка возрастать. Минимальное значение достигается при Ас1р ~ 5 и G ~ 4.2.

Рисунок 3.1.3 - OFDM сигнал до и после применения гибридного метода

» W 'W г W '*' ■ '«■' '* 4- -г- ¥ -г * t - —*— OFDM signal

-ACE Proposed

\ \

\ \ \ % \

*

\ 1

i у

\

\ \

0 2 4 6 8 10 12 14

PAPR [dB]

Рисунок 3.1.4 - Сравнение эффективности уменьшения PAPR при применении

гибридного метода и ACE

На рисунке 3.1.3 и 3.1.4 показано уменьшение PAPR OFDM-сигнала предлагаемым методом. Из рисунка 3.1.4 видно, что по сравнению с методом ACE (снижает пик-фактор до 9,34 дБ с вероятностью (1 - 10-4), выигрыш 3,86 дБ) предлагаемый метод эффективнее снижает PAPR с 13,2 дБ до 6,8 дБ с вероятностью (1 - 10-4) (выигрыш составляет 6,4 дБ).

3.2 Итеративный метод уменьшения PAPR OFDM сигнала

В разделе (3.1) был рассмотрен гибридный метод уменьшения пик-фактора, основанный на клиппировании и активном расширении созвездия. Обычно методы клиппирования или активного расширения созвездия используются итеративно для повышения эффективности уменьшения PAPR. Однако для достижения необходимого уровня такие методы, как правило, требуют большого

количества итераций, что приводит к увеличению вычислительной сложности и задержки обработки сигнала.

Поэтому был предложен итеративный метод с ограниченным числом итераций (три итерации), который обеспечивает требуемый уровень снижения PAPR при значительно меньшей вычислительной нагрузке [77].

Предлагаемый итеративный алгоритм обработки шума клиппирования:

1. Инициализация: х(°)(п) = х(п) х(п) = 1рЩх(к)), г = 0.

2. Итеративный процесс (до достижения К итераций):

- Ограничение амплитуды сигнала по формуле:

\ х() (п), |х(г )(п)|< Л,. х0(п) = ) у ; у ' с1гр

К^(°(п), |х«(п)|>Л^,

- Расчёт шума клиппирования и преобразование в частотную область:

/(г )(п) = х (г)(п) - х(г)(п) Р(г )(к) = ББТ( /(г )(п))

- Обработка двух компонент шума клиппирования:

- Компонент непосредственно клиппирования:

С (г )(к) =[

Р с )(к), ^ ()(к)|< с„ с ■ р°(к) | р()(к)|> с

сшах | р(г)(к)^ | Г (к)|> Сп

_ Г1, 0 < к < N-1 Нс (к) = [ '

4 7 [0, N < к < LN -1

С(' \к) = Нс(к) ■ С(' )ш (к) - Компонент расширения созвездия:

АХ^к) = JG• F{l\k), кGКВне

10, иначе

AX (i\(k) =

AX(i > (k) =

AX(i\(k), | AX(i\(k)|< V

V, AX(i \(k) > V

-V, AX(i\(k) <-V

'AX(i^(k), | AX(0(i^(k)|< V V, AX «(k) > V

Q

)

Q

AX(i) (k) = AX (i\(k) + AX % (k) • j

-V, AX0)o(k) <-V

- Преобразование шума клиппирования во временную область для получения сигнала коррекции пиков:

c(i)(n) = IDFT(C(i)(k)), Ax(i)(n) = IDFT(AX(i)(k)) - Обновление сигнала:

3. Выходной сигнал после снижения PAPR: x (n).

x(i+1) (n) = x(0 (n) + c(i) (n) + Ax(i) (n)

Для оценки эффективности предложенного метода была проведено моделирование в среде MATLAB для системы OFDM с следующими параметрами: 1024 поднесущих, 10000 OFDM-символов, модуляция 16-QAM, нормализация мощности, порог ограничения Aclip изменялся в диапазоне от 4 до 6 дБ, коэффициент расширения G изменялся в диапазоне от 3 до 7, максимальное значение амплитуды шума клиппирования в частотной области Cmax = 0,06 и порог расширения созвездия V = 0,2.

АсКр [с)В]

Рисунок 3.2.1 - Зависимость PAPR от порога ограничения АснР и коэффициента

расширения G (3D представление)

6.9 -1-1-1-1-1— ' —1-1-1-

4 4.2 4.4 4.6 4.8 5 5.2 5.4 5.6 5.8 6

АсИр [с!В]

Рисунок 3.2.2 - Зависимость PAPR от Ас1р для различных коэффициентов

расширения G

В результате моделирования (рисунок 3.2.1, 3.2.2) видно, что выбор параметров ограничения амплитуды АсНр и коэффициента расширения G играет ключевую роль в эффективности снижения PAPR OFDM-сигнала. Как показано на рисунке 3.2.2, при фиксированных параметрах минимальное значение PAPR (на уровне CCDF = 10-3) достигается при А^р = 5,2 дБ и G = 4,5. На участке малых значений Аснр увеличение коэффициента расширения G положительно сказывается на характеристиках снижения PAPR, так как позволяет компенсировать большее количество пиков сигнала. Однако при дальнейшем увеличении Аснр влияние G становится менее выраженным.

10°

Ю"1 ;

LL

Q 7

О Ю"2 : О

ю"3; юА

4

PAPR [dB]

Рисунок 3.2.3 - Сравнение эффективность уменьшения PAPR для методов CAF, ACE и предлагаемого метода при количестве итераций от 1 до 3

На рисунке 3.2.3 предложенный метод показал лучшее снижение PAPR, чем методы CAF и ACE, на протяжении итераций. Кроме того, количество итераций также существенно повлияло на результаты снижения PAPR, полученные с помощью методов.

В таблице 3.1 показано значение PAPR на протяжении итераций каждого метода, что указывает на то, что предложенный метод показал более высокую эффективность, особенно после первой итерации — увеличение PAPR составило 4,78 дБ по сравнению с исходным сигналом OFDM, в то время как для CAF и ACE оно составило всего 3,22 дБ и 2,01 дБ соответственно.

максимальный эффект достигается именно у предлагаемого метода, где после третьей итерации достигается PAPR = 5,26 дБ и выигрыш по сравнению с исходным сигналом составляет 6,44 дБ. Для сравнения, методы CAF и ACE обеспечивают уменьшение PAPR на 5,26 дБ и 3,56 дБ соответственно. Таблица 3.1. Сравнительная эффективность уменьшения PAPR (на уровне CCDF = 10-3) при использовании методов CAF, ACE и предлагаемого метода

Метод Первая итерация Вторая итерация Третья итерация

PAPR [дБ] Выигрыш [дБ] PAPR [дБ] Выигрыш [дБ] PAPR [дБ] Выигрыш [дБ]

CAF 8,48 3,22 7,09 4,61 6,44 5,26

ACE 9,69 2,01 8,69 3,01 8,14 3,56

Предлагаемый метод 6,92 4,78 5,72 5,98 5,26 6,44

3.3 Способ обработки шума клиппирования для снижения пик фактора OFDM сигналов

3.3.1 Предлагаемый способ обработки шума клиппирования для снижения пик фактора OFDM сигналов

В главе 2 были рассмотрены основные методы уменьшения PAPR OFDM-сигнала, такие как клиппирование и фильтрация, активное расширение созвездия и резервирование поднесущих. Было установлено, что эффективность этих методов в значительной степени определяется способами обработки шума клиппирования, возникающего при ограничении амплитуды сигнала. В работе [78] предложен способ обработки шума клиппирования для снижения пик-фактора OFDM-сигналов, основанный на комбинировании трёх методов — клиппирования и фильтрации, активного расширения созвездия и резервирования поднесущих. Такое сочетание позволяет абсолютное подавление внеполосного излучения, ограничение внутриполосного искажения до допустимого уровня, а также сохранения заданных показателей BER, MER и EVM, установление небольшого коэффициента расширения созвездия с целью сохранения средней мощности сигнала. Рисунок 3.3.1 иллюстрирует схему способа реализации на ПЛИС, в которой приняты следующие буквенные обозначения: S(k) - модулированный сигнал QAM; s(n) - необработанный OFDM сигнал до снижения пик-фактора; c(n) - шум клиппирования; C(k) - значение усиленного шума клиппирования в частотной области; Аш - сигнал подавления пика на выходе ограничителя шума клиппирования; Арп - сигнал подавления пика на выходе блока обработки резервных поднесущих; Ат - сигнал подавления пика на выходе блока расширения крайних поднесущих; A - сигнал «анти-пик» в частотной области; ^ - набор индексов информационных поднесущих; -набор индексов информационных поднесущих, соответствующих точкам левого

края созвездия; ^r - набор индексов информационных подне сущих, соответствующих точкам правого края созвездия; - набор индексов информационных поднесущих, соответствующих точкам верхнего края созвездия; *ЯЬ - набор индексов информационных поднесущих, соответствующих точкам нижнего края созвездия; - набор индексов резервных поднесущих; a - сигнал «анти-пик» во временной области, a = ОДПФ(^) (ОДПФ - обратное дискретное преобразование Фурье); s + a - переданный OFDM сигнал; Achp -

уровень клиппирования сигнала; Sl, se - действительная и мнимая части входного сигнала; в - фаза входного сигнала; cI, cQ - действительная и мнимая части шума клиппирования во временной области; - амплитуда входного сигнала; |c| -амплитуда шума клиппирования; - порог ограничения шума клиппирования; Re {С} ,Im {С} - действительная и мнимая части шума клиппирования в частотной области; Re{Аш},Im{Аш} - действительная и мнимая части сигнала подавления пика в частотной области на выходе ограничителя шума клиппирования; Re {Акп} ,lm {Акп} - действительная и мнимая части сигнала подавления пика в частотной области на выходе блока расширения крайних поднесущих; Re{Арп} ,Im {Арп} - действительная и мнимая части сигнала подавления пика в

частотной области на выходе блока расширения крайних поднесущих.

Рисунок 3.3.1 - Функциональная схема способа обработки шума клиппирования

для снижения пик фактора OFDM сигналов

Модулированный сигнал QAM S(k) имеет размер N, в том числе Nact -активные поднесущие, Nd - информационные поднесущие подаются в блок ОДПФ для формирования OFDM сигнала во временной области. Одновременно S(k) поступает в блок выделения необходимых поднесущих для генерации наборов индексов ^ь, ^гг.

Блок выделения необходимых поднесущих 2 содержит шесть блоков памяти. Каждый блок памяти хранит один из наборов индексов ^г,

^Ягг в виде логических значений «1» или «0», имеет размер N бит и занимает малую долю ресурсов ПЛИС. Набор индексов % хранит логическое значение «1» по адресам, соответствующими индексам QAM-модулированных информационных несущих, все остальные ячейки памяти в % хранят логическое значение «0». Набор l хранит логическое значение «1» по адресам, соответствующим индексам QAM-модулированных информационных несущих с отрицательной действительной частью и ее максимальным абсолютным

значением. Все остальные ячейки памяти в % хранят логическое значение «0». Набор хранит логическое значение «1» по адресам, соответствующим индексам QAM-модулированных информационных несущих с положительной действительной частью и ее максимальным абсолютным значением. Все остальные ячейки памяти в хранят логическое значение «0». Множество хранит логическое значение «1» по адресам, соответствующим индексам QAM-модулированных информационных несущих с отрицательной мнимой частью и ее максимальным абсолютным значением. Набор ^ t хранит логическое значение «1» по адресам, соответствующим индексам QAM-модулированных информационных несущих с положительной мнимой частью и ее максимальным абсолютным значением.

Первоначальный OFDM сигнал s(n) с выхода блока 1 поступает в блок памяти 4 для сохранения и в блок ограничителя уровня сигнала 3.

Рисунок 3.3.2 - Схема ограничителя уровня сигнала

Блок ограничителя уровня сигнала 3 выполняет операцию клиппирования сигнала и вычисления шума клиппирования c(n). Выходным сигналом блока 3 является шум клиппирования. Схема блока 3 представлена на рисунке 3.3.2. Блок CORDIC translate предназначен для расчета значения амплитуды \s\ и фазы в

входного сигнала s = I + jQ. Величина \s\ и уровень клиппирования сигнала Aclip

подаются в блок вычитателя, в результате чего получается Aclip - \s\, причем

сигнал управления коммутатором формируется путем сравнения величины S с уровнем клиппирования Тснр. Результатом операции коммутации является амплитуда шума клиппирования, обозначаемая c(n). Если больше Aclip, то на

выходе коммутатора будет c = Aclip - , в противном случае c = 0. На вход CORDIC Rotate подаются c и в для создания действительной и мнимой части шума клиппирования (cI, cQ).

Блок дискретного преобразования Фурье 6 преобразует сигнал усиленного шума клиппирования с выхода блока 5 в отсчеты в частотной области С(п). Частотные составляющие с выхода блока 6 подаются на вход блока 7, блока 8, блока 9 для дальнейшей обработки.

Рисунок 3.3.3 - Схема ограничителя шума клиппирования (а - для обработки действительной части шума клиппирования; б - для обработки мнимой части

шума клиппирования).

Блок ограничителя шума клиппирования 7 ограничивает частотные составляющие шума клиппирования, принадлежащие набору индексов ^ в соответствии с алгоритмом, показанным на рисунке 3.3.3. Алгоритм реализуется на ПЛИС с помощью трех коммутаторов и двух компараторов. Для действительной/мнимой части составляющей, не принадлежащей набору индексов на выходе этого блока формируется нулевой сигнал, а для

действительной/мнимой части составляющей, соответствующей набору индексов эти части сравнивают с порогом ограничения шума клиппирования . Если значение этих частей больше или меньше - , то на выходе этого блока будет формироваться значение или -соответственно, в противном случае на выход будет передаваться действительная/мнимая части этих составляющих.

%г(к)

0-АяеМ^ (к)}

Яе{С(к)}

0

1т{С(к)}

гОтш^^ (к)}

а)

б)

Рисунок 3.3.4 - Схема блока обработки резервных поднесущих (а - для обработки действительной части сигнала, б - для обработки мнимой части

сигнала).

Блок обработки резервных поднесущих 8 выделяет частотные составляющие шума клиппирования, принадлежащие набору индексов ^.

На рисунке 3.3.4 это блок пропускает все составляющие усиленного шума клиппирования с индексами, соответствующими набору индексов и обнуляет все остальные составляющие, поэтому на ПЛИС блок 8 реализуется с использованием одинаковых коммутаторов для действительной и мнимой части. Нулевой сигнал подается на первый вход, в то время как на второй вход подается действительная/мнимая части С(к). Входным сигналом выбора канала являются биты, считываемые из памяти ^Хк) из блока 2. При значении бита Rtr(k) = 1 частотная составляющая С(к) относится к резервным несущим, поэтому она передается на выход коммутатора, в противном случае на выход коммутатора подается нулевой сигнал.

Рисунок 3.3.5 - Схема блока расширения крайних поднесущих (а - для обработки действительной части точек созвездия, б - для обработки мнимой

части точек созвездия).

Блок расширения крайних поднесущих 9 выполняет операции обработки крайних точек созвездия сигнала, принадлежащих наборам индексов %, ^Яг, %, <ЯЬ. На рисунке 3.3.5 представлена аппаратная структура блока 9. На рисунке 3.3.5а схема для обработки действительной части шума клиппирования состоит из верхней части для обработки правого края сигнального созвездия и нижней части для обработки левого края сигнального созвездия. Верхняя часть позволяет передавать действительную часть составляющих элементов, соответствующих набору индексов в противном случае обнуляет все остальные составляющие, нижняя часть позволяет передавать действительную часть составляющих элементов, соответствующих набору индексов <Я1, в противном случае обнуляет все остальные составляющие. На рисунке 3.3.5б аналогичная архитектурная схема для обработки мнимой части шума клиппирования состоит из верхней части для обработки верхнего края сигнального созвездия и нижней части для обработки нижнего края сигнального созвездия.

Таким образом, блоки 7, 8, 9 обрабатывают шум клиппирования в позициях информационных и резервных (TR) поднесущих, все остальные поднесущие (пилотные, служебные и пр.) остаются без изменения.

Сигналы на выходе блоков 7, 8, 9 суммируются и подаются в блок ОДПФ для преобразования частотных составляющих сигнала в отсчеты временной области или сигнал «анти-пик».

OFDM сигнал, сохраненный первоначально в блок памяти 5, и сигнал «анти-пик» с выхода блока 10 (ОДПФ) суммируются для формирования OFDM сигнала с низким пик-фактором.

3.3.2 Результат моделирования

Для оценки эффективности предлагаемого способа использовалось моделирование в среде Матлаб и реализация на ПЛИС. Были использованы нормированные символы 16-QAM, количество поднесущих N = 8192, доля резервных поднесущих - 1% от общего количества активных поднесущих (в соответствии со стандартом DVB-T2), уровень клиппирования равен 5,3, коэффициент расширения G равен 2,7.

Рисунок 3.3.6 - Сравнение эффективности снижения PAPR предлагаемым

методом с другими методами

Результат предлагаемого способа представлен на рисунке 3.3.6. Показаны результаты сравнения с другими методами. Видно, что предлагаемый способ позволяет снизить пик-фактор сигнала с 13,43 дБ до 6,43 дБ.

■Л л ь 1 1 бЬ

£39 1 1 ■1 1

■ ■ ■ П7

1 ЕЛ:.

■ ■ ■ ИГ"

1 Па-

-Щ ■ вп .

щ р 1 *

-3-2-1 0 1 2 3 1п-Р11а5е

Рисунок 3.3.6 - Сигнальное созвездие после применения предлагаемого способа

снижения пик-фактора.

На рисунке 3.3.6 показано сигнальное созвездие после применения предлагаемого способа снижения пик-фактора. Точки созвездия отклоняются от своего исходного положения в пределах заданного ограничения. Предлагаемый способ дает немного расширенные области на месте точек созвездия при этом минимальное расстояние между точками уменьшается в заданных небольших пределах.

Оригинальный сигнал

Сигнал после снижения пик-фактора

2800 3000 3200 3400 3600 3800 4000

Время (Отсчеты)

Рисунок 3.3.7 - Экспериментальные результаты (OFDM-сигнал во временной области) реализации предлагаемого способа на ПЛИС.

Экспериментальные результаты предлагаемой схемы обработки шума клиппирования для снижения пик фактора OFDM-сигналов на ПЛИС в среде System Generator for DSP проиллюстрированы на рисунке 3.3.7 на примере одного OFDM-символа при N = 8192. На рисунке 3.3.7 показано, что максимальная амплитуда первоначального OFDM-сигнала примерно равна 4.7, максимальная амплитуда сигнала после снижения пик-фактора примерно равна 2.1. То есть, отношение пиковой амплитуды OFDM-сигнала до и после обработки будет более 2, пиковая мощность уменьшается примерно на 7 дБ.

3.4 Вывод по главе

В третьей главе проведено исследование и разработка новых методов снижения PAPR OFDM-сигнала, направленных на повышение эффективности передачи данных. Предложен гибридный метод уменьшения PAPR, основанный на комбинации методов клиппирования и активного расширения созвездия.. Результаты моделирования показывают, что предложенный метод снижает PAPR до 6 дБ без существенного изменения расстояния до сигнального созвездия.

Предложен итеративный метод с ограниченным числом итераций (три итерации), который обеспечивает требуемый уровень снижения PAPR при значительно меньшей вычислительной нагрузке..

Предложен способ обработки шума клиппирования для снижения пик-фактора OFDM-сигналов, основанный на комбинировании трёх методов — клиппирования и фильтрации, активного расширения созвездия и резервирования поднесущих и структура его реализации на FPGA... Результаты моделирования и экстремента на ПЛИС показали, что предложенный метод обеспечивает снижение PAPR до 7 дБ при сохранении спектральной эффективности.

ГЛАВА 4. РАЗРАБОТКА МЕТОДА ПОВЫШЕНИЯ ЛИНЕЙНОСТИ

4.1 Проблема нелинейности усилителей мощности

Усилитель мощности является неотъемлемой частью передающего тракта радиосистемы. УМ - это компонент, которому следует уделить особое внимание, так как он не только является одним из наиболее энергозатратных устройств, но и является основным источником нелинейных искажений в передатчике. Выбор усилителя мощности с широкой линейной динамикой, способного обеспечить усиление без искажений OFDM-сигнала с высоким уровнем PAPR, является дорогостоящим. При использовании УМ с ограниченной динамикой, сигнал с высоким PAPR заставляет усилитель работать в режиме насыщения (рисунок 4.1.1). Нелинейность вызывает появление гармоник высокого порядка за пределами полосы частот, что приводит к помехам в соседних радиоканалах. Она также вызывает искажения внутри полосы, что снижает эффективность передачи данных и выражается в увеличении уровня BER.

УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ

РоШ X к

Линейная чаракгеристика (желаемая)

ово

Роа

Роа

Рисунок 4.1.1 - Характеристика усилителя мощности

Снижение PAPR сигнала OFDM - одно из решений для повышения эффективности работы усилителя. Когда PAPR сигнала уменьшается, это позволяет сдвинуть рабочую точку УМ ближе к области насыщения.

Таким образом, есть несколько подходов к тому, чтобы УМ работал в линейной области: это выбор усилителя с широкой линейной динамикой, что сопряжено с высокими затратами; либо смещение рабочей точки далеко от области насыщения, что приводит к низкой эффективности; либо снижение PAPR сигнала. Тем не менее, на практике не существует полностью линейных усилителей мощности, кроме того, они обладают эффектом памяти. В результате этого характеристика усиления расширяется вокруг своей основной линии (рисунок 4.1.2). Чем шире полоса сигнала и выше частота системы, тем сильнее проявляется эффект памяти. Причины эффе