Разработка и исследование высокочастотных преобразователей постоянного напряжения резонансного типа для питания бытовых устройств индукционного нагрева тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.09.12, кандидат технических наук Гришанина, Оксана Евгеньевна

  • Гришанина, Оксана Евгеньевна
  • кандидат технических науккандидат технических наук
  • 1998, МоскваМосква
  • Специальность ВАК РФ05.09.12
  • Количество страниц 211
Гришанина, Оксана Евгеньевна. Разработка и исследование высокочастотных преобразователей постоянного напряжения резонансного типа для питания бытовых устройств индукционного нагрева: дис. кандидат технических наук: 05.09.12 - Силовая электроника. Москва. 1998. 211 с.

Оглавление диссертации кандидат технических наук Гришанина, Оксана Евгеньевна

ОГЛАВЛЕНИЕ

стр.

ВВЕДЕНИЕ

1. ОБЗОР СХЕМ ИПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ПОСТОЯН НОШ НАПРЯЖЕНИЯ РЕЗОНАНСНОГО ТИПА, ИСПОЛЬЗУЕМЫХ В СХЕМАХ ДЛЯ ИНДУКЦИОННОГО НАГРЕВА. ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ

1.1. Плоский индуктор как нагрузка преобразователя частоты

1.2. Основные схемы преобразователей

1.3. Способы регулирования выходной мощности

1.4. Методы анализа и моделирования преобразователей

1.5. Постановка задачи

2. ВЫБОР ВАРИАНТА СХЕМОТЕХНИЧЕСКОГО РЕШЕНИЯ СИНТЕЗ БЛОК-СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ

2.1. Основные требования, предъявляемые к преобразователю

2.2. Особенности выбранного варианта схемотехнического решения

2.2.1. Достоинства и недостатки

2.2.2. Система «индуктор - нагрузка» как элемент резонансного контура. Эквивалентная схема замещения, определение ее параметров

2.2.3. Зависимость параметров эквивалентной схемы замещения от зазора между индуктором и нагрузкой и диаметра нагреваемого тела

2.3. Транзисторный ключ - основной элемент преобразователя

2.3.1. Математическая модель, описывающая работу преобразователя

за период частоты коммутации силового ключа

2.3.2. Оценка граничных режимов работы силового ключа в

полном диапазоне изменения нагрузки

2.3.3. Выбор типа силового транзистора

2.4. Разработка блок - схемы системы управления преобразователем

Возможные пути решения задачи

2.4.2. Синтез блок - схемы СУ, регулирующей величину тока силового ключа

2.4.3. Синтез блок - схемы СУ, регулирующей длительность проводящего состояния силового ключа

2.4.4. Возможные способы регулирования выходной мощности

для рассмотренных вариантов СУ

2.4.5. Выбор оптимального варианта структурной схемы

3. ПРАКТИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ УЗЛОВ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ.

3.1. Синтез драйвера силового транзистора

3.2. Определение и синтез логической функции сигналов, поступающих

на ДСТ. Практическая реализация

3.3. Варианты построения У И ОН . Практическая реализация

3.4. Усилитель - ограничитель. Практическая реализация

3.5. Детектор нуля сетевого напряжения. Блок принудительного включения. Практическая реализация

3.6. Блок регистрации режима холостого хода

3.7. Выводы по главе

4. АНАЛИЗ РАБОТЫ УСТРОЙСТВА

4.1. Цели анализа

4.2. Возможности программы расчета. Основные расчетные соотношения

4.3. Анализ работы преобразователя при нагреве объекта с диаметром основания, равным диаметру индуктора, для различных значений зазора и величины емкости конденсатора колебательного контура. ,

4.4. Анализ работы преобразователя при нагреве объектов разног о диаметра для различных значений зазора и величины емкости конденсатора колебательного контура

4.5. Анализ влияния работы преобразователя на питающую сеть

4.6. Регулирование мощности в нагрузке

4.7. Выводы по главе

5. ИСПЫТАНИЯ И ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ . 158 5.1. Основные расчетные соотношения. Методика измерения мощности

в нагрузке

5.2. Основные результаты испытаний опытных образцов

5.3. Сравнительный анали з рабочих характеристик индукционной и электрической конфорки при работе с различными нагрузками

5.4. Выводы по главе

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

ПРИЛОЖЕНИЕ 1. Распечатка программы расчета граничных режимов силового ключа при изменении нагрузки от максимальной до холостого

хода

ПРИЛОЖЕНИЕ 2, Распечатка программ расчета характеристик преобразователя : в установившемся режиме, без учета и с учетов входного

LC - фильтра

ПРИЛОЖЕНИЕ 3. Высокочастотный преобразователь для питания

кухонной индукционной плиты

ПРИЛОЖЕНИЕ 4. Материалы по внедрению результатов работы

Рекомендованный список диссертаций по специальности «Силовая электроника», 05.09.12 шифр ВАК

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Разработка и исследование высокочастотных преобразователей постоянного напряжения резонансного типа для питания бытовых устройств индукционного нагрева»

ВВЕДЕНИЕ

Современные бытовые приборы должны обладать такими качествами как: простота, высокая надежность, экономичность, удовлетворять существующим стандартам на уровень помех, вносимых в сеть, иметь высокий коэффициент мощности.

Используемые в настоящее время электрические плиты нахального типа наряду с простотой конструкции имеют ряд существенных недостатков: низкая эффективность процесса нагрева, связанная с тем, что КПД у таких плит не превышает ( 40 - 50 ) %, а при уменьшении диаметра нагреваемого гела, он становится еще ниже [ 31, 49 ]; инерционность процесса, связанная с наличием аккумулятора тепла; наличие раскаленной спирали ( температура которой достигает 500 - 1000 °С [ 37, 49 ] ) ведет к выжиганию кислорода воздуха и повышению температуры окружающей среды.

В промышленности широко применяются другие способы нагрева, в частности, индукционный нагрев металлов, основанный на поглощении ими энергии электромагнитного поля, создаваемого переменным электрическим током, протекающем по проводнику определенной конфигурации - индуктирующему проводу. При этом частота работы преобразователей для питания индукционных установок зависит от электромагнитных свойств материалов, размеров нагреваемого гела и мощности, которую необходимо обеспечить в нагрузке. При нагреве кухонной посуды с дном из тонкого стального листа для обеспечения мощности в нагрузке 1 кВт ( стандартная мощность потребления одной конфоркой ) диапазон рабочих частот лежит в пределах от 10 кГц и выше. А в соответствии с ГОСТ для бытовых приборов, частота преобразования должна

быть либо ниже 20 кГц ( что является нежелательным, т. к. это способствует возникновению слышимых механических колебаний ), либо свыше 35 кГц.

Увеличение частоты коммутации полупроводниковых приборов, в свою очередь, определяется элементной базой, принципами и схемотехникой преобразования, уровнем технологии и другими факторами. Благодаря высоким темпам развития современной полупроводниковой элементной базы появилась возможность создания бытовых м ало га б ар итн ы х устройств индукционного нагрева. Сейчас одним из перспективных направлений является разработка и производство кухонных индукционных плит ( КИП ), первые образцы которых появились на западном рынке несколько лег тому назад [ 37 - 39, 49, 66 - 70 ].

Особая сложность при разработке преобразователя для кухонной индукционной плиты состоит в изменение п ери о ди ческого режима его работы, связанное, прежде всего, с изменением нагрузки индуктора. Причем, в отличие от промышленных установок, изменение нагрузки связано не с изменением электромагнитных свойств материалов из-за роста температуры, а с использованием нагрузки с различным диаметром основания и формой дна. Изменение нагрузки может привести к перенапряжениям на ключевых полупроводниковых элементах и повлечь за собой их выход из строя. Все более широкое применение транзисторных преобразователей ( а именно, транзисторных преобразователей постоянного напряжения ( ППН ) резонансного типа, имеющих ряд достоинств по сравнению с другими типами ППН, например, меньшие уровни излучаемых и передаваемых в сеть и потребителю радиопомех ) требуют решения таких вопросов, как обеспечение необходимой надежности путем введения запасов по току и напряжению для си-

ловых транзисторов или введения специальных схем защиты полупроводниковых приборов от сверхтоков и перенапряжений.

Требования по увеличению частоты можно удовлетворить или с помощью специальных схемотехнических решений ( например, схемы инверторов с делением времени и инверторы с умножением частоты | 29 ] ), или применением новых типов полупроводниковых приборов.

Используемые в настоящее время мощные полностью управляемые полупроводниковые приборы - полевые транзисторы ( MOSFET ), биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT ) со встроенным обратным диодом или без него, запираемые тиристоры с МОП - управлением, «интеллектуальные силовые интегральные схемы и модули на базе MOSFET и IGBT [ 30, 42, 47, 51, 53, 54, 61 ] - обладают высокими динамическими свойствами, имеют малые коммутационные потери, что позволило увеличить частоту переключения.

Однако несмотря на постоянное совершенствование отдельных компонентов и, в частности, силовых электронных ключей, повышение частотного барьера вызывает у разработчиков значительные трудности. Главными препятствиями для повышения частоты являются следующие: пропорциональный частоте рост динамических потерь мощности в ключевых элементах и увеличение значений dl/dt и du/dt коммутируемых этими элементами токов и напряжений. Последнее, кроме «ужесточения» требований к частотным свойствам ключевых элементов, осложняет также проблему обеспечения электромагнитной совместимости как между элементами схемы, так и между преобразователями и аппаратурой, объединенными в общую электросистему. Один из путей преодоления

этих препятствий - формирование безопасной траектории переключения за счет совершенствования диссипативных демпфирующих устройств. Однако, применение ШХ-цепей при повышении рабочих частот ограничено из-за роста потерь мощности в них самих и снижения КПД преобразователя в целом. Использование ЬСВ-цепей позволяет сформировать безопасную траекторию на более высоких частотах и с меньшими потерями. Однако дальнейший рост рабочей частоты ограничен условием сохранения режима ШИМ и квазипрямоугольности токов и напряжений в силовой цепи [ 43, 46, 50 |.

При увеличении частоты преобразования устранить указанные недостатки можно только путем организации в преобразователе естественных электромагнитных процессов, при которых формируются плавные формы токов ( или напряжений ) на полупроводниковых приборах, а их коммутация происходит при токе ( напряжении), равном или близком к нулю. Это возможно при включении в силовую цепь переменного или постоянного тока резонансного контура либо использованием на сравнительно низких частотах преобразования уже имеющихся конденсаторов и дросселей входного или выходного фильтров, а на высоких частотах -«паразитных» емкостей и индуктивное гей компонентов, входящих в схему преобразователя.

Идеальными условиями переключения силового ключа являются включение при нуле напряжения и выключение при нуле тока. Эти условия частично реализовались в резонансных инверторах, что позволяло максимально использовать частотные свойства тиристоров. Основной недостаток резонансных преобразователей первого поколения состоял в том, что реактивные элементы резонансных цепей существенно ухудшали массогабаритные показаге-

ли. Однако с ростом частоты объемы реактивных элементов уменьшаются, и их влияние на удельные массогабаритные показатели преобразователей на высоких частотах становится незначительным.

С созданием быстродействующих силовых транзисторов появилась возможность существенно повысить частоту преобразования на основе схем, близких по топологии к классическим схемам резонансных инверторов. Перспективными транзисторными преобразователями являются преобразователи постоянного напряжения (ППН) резонансного типа, имеющие ряд достоинств по сравнению с другими типами ППН [ 50 ], например, меньшие уровни излучаемых и передаваемых в сеть и потребителю радиопомех. Уровень электромагнитных помех, генерируемых ППН на основе транзисторного резонансного преобразователя, намного ниже, чем у ППН на основе инвертора напряжения [ 48 ], хотя при отсутствии в схеме помехоподавляющих фильтров он может превышать допустимый [ 22 ]. Однако в этом случае значительно проще разработать требуемый фильтр радиопомех [ 16 ], так как помехи имеют быст-роспадающий узкий спектр. Характерным недостатком данного класса ППН является сохранение коммутационных потерь при включении ( если частота коммутации ниже резонансной ) или при выключении силовых ключей ( если частота коммутации выше резонансной ) [ 46 ].

Положительные результаты использования принципа коммутации резонансных цепей расширили область его применения. В частности, был разработан общий подход к реализации этого принципа практически во всех типах схем ключевых преобразователей постоянного напряжения [ 50 ]. При этом был создан новый класс схем - квазирезонансные ППН. В основе работы этого класса

схем лежат процессы неполного резонанса, характерного для одно-тактных схем. Резонансные контура сталн вводиться и в схемы мощных инверторов и преобразователей частоты, что позволило в несколько раз поднять рабочие частоты модуляции выходного напряжения [ 58 ]. Особое место среди резонансных структур занимают усилители класса Е [ 46 ], отличающиеся изменяемой структурой резонансного контура за период частоты преобразования при непрерывном формировании колебательного процесса в резонансном контуре.

Сильное влияние на проектирование резонансных преобразователей оказывают гибридная и интегральная технологии. Благодаря достижениям в области новых технологий стало возможным создавать конструкции высокой удельной плотности со стабильными параметрами внутренних электрических цепей и соединений. В результате такие параметры, как емкости утечек и индуктивности проводных соединений, перешли из разряда паразитных в разряд функционально полезных и необходимых [ 46, 50 ].

Вопросам анализа, разработки и исследования преобразователей, нагруженных на индуктор, посвящена обширная литература [6, 8, 13, 14, 20, 29, 32, 33, 52].

Разработка устройств с высокими удельными показателями, высокой надежностью и коэффициентом мощности является сложной задачей. Это связано со сложностью процессов в ППН, гак как они представляют собой нелинейные дискретные схемы, а также необходимостью решения ряда специфических задач. К таким задачам можно отнести: обоснованный выбор структуры и схемы ППН, удовлетворяющих часто противоречивым требованиям; обеспечение максимального КПД на повышенной рабочей частоте при работе с различными нагрузками и в различных режимах; передача в

нагрузку максимальной мощности; формирование безопасной траектории переключения силовых ключей; защиту от перегрузок и аварийных режимов; обеспечение заданных динамических свойств ГТПН; подавление генерируемых высоко часто гн ы х помех (в связи с чем весьма желательным является совмещение функций преобразования и коррекции непосредственно в самом преобразователе ) и другие,

Таким образом, задача поиска эффективных технических решений, направленных на упрощение, повышение надежности и экономичности преобразователей для КИП, при обеспечении требуемой мощности в нагрузке и соответствия принятым стандартам частотного диапазона работы и коэффициента мощности, является йктузльнои«

Целью работы является разработка и анализ высокочастотных преобразователей для бытовых устройств, использующих индукционный нагрев. В первой главе указывается на особенности при работе преобразователей, нагруженных на индуктор; дается

глп^о^ гчрттотахтт. IV /Е^лгрл.т ТТТТТ-Г "ПАог^хтяигрхтА^А нгтлття * то^П^АЧ г*Ш/ТГ*П-

^ЪПл/ВПшл уЛ^т 111111 р^ЭиниПъ'ии! V/ АХХАЛСЦ ^л/и'иБ J ЛПри

вания выходной мощности и методов моделирования и анализа данного класса схем; формулируются основные задачи работы. Вторая глава посвящена выбору варианта схемотехнического решения и синтезу блок - схемы преобразователя, для чего: были сформулированы основные требования, предъявляемые к преобразователю; выявлены достоинства и недостатки выбранного варианта схемотехнического решения силовой части преобразователя; экспериментально сняты параметры эквивалентной схемы замещения системы «индуктор - нагреваемое тело», с использованием которых была получена математическая модель, описывающая работу преобразователя за период коммутации силового ключа; ис-

пользуя полученную математическую модель, был сделан анализ режимов работы силового ключа, на основании чего был выбран тип силового транзистора; применительно к выбранному варианту схемотехнического решения были определены основные требования, предъявляемые к СУ; для возможных вариантов построения СУ построены соответствующие блок - схемы СУ преобразователем; рассмотрены возможные варианты регулирования мощности, передаваемой в нагрузку, для предложенных блок-схем СУ преобразователем. Третья глава посвящена практической реализации узлов системы управления. В четвертой главе проведен анализ работы преобразователя: на основании расчетных данных была проведена оптимизация величины зазора в системе и емкости конденсатора ко л ебател ь н о го контура для различных нагрузок с точки зрения минимизации потерь в преобразователе; для всех рассмотренных вариантов определен возможный диапазон токового регулирования выходной мощности; определены условия, необходимые для соответствия частотного диапазона работы преобразователя при токовом регулировании выходной мощности требованиям ГОСТ; определены условия для работы транзистора в заданном диапазоне изменения токов и напряжений; сделан анализ влияния работы преобразователя на питающую сеть, для чего был проведен оценочный и гочный расчет коэффициента мощности. Приведенные эксп ер и менга ль ны е данные позволяют говорить о корректности предложенной эквивалентной схемы замещения, составленной математической модели и программы расчета основных характеристик преобразователя. В пятой главе представлены результаты испытаний опытных образцов, э ксп ер и м ентал ьн ые характеристики и (для сопоставления ) теоретически рассчитанные зависимости.

1. ОБЗОР СХЕМ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ РЕЗОНАНСНОГО ТИПА, ИСПОЛЬЗУЕМЫХ В СХЕМАХ ДЛЯ ИНДУКЦИОННОГО НАГРЕВА. ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ.

1.1. Плоский индуктор как нагрузка преобразователя частоты.

При прохождении электрического тока по проводнику как вне, так и внутри него существует переменное электромагнитное поле, причем по отношению к этому полю не все части сечения проводника находятся в одинаковых условиях. На высоких частотах эта разница настолько велика, что плотность тока во всех частях сечения, за исключением небольшого повер х н остн о го слоя, можно считать равной нулю [ 18, 21, 25, 35 ].

Неравномерное распределение плотности тока по сечению проводника называют поверхностным эффектом. Резкость его проявления возрастает не только при увеличении частоты, но также и при увеличении радиуса поперечного сечения проводника, абсолютной магнитной проницаемости р, и удельной проводимости материала а : увеличение абсолютной магнитной проницаемости вызывает увеличение магнитного потока внутри проводника, а увеличение удельной проводимости материала и радиуса его поперечного сечения усиливает влияние ЭДС индукции [ 21, 25, 35 ].

Поверхностный эффект характеризуется глубиной проникновения электромагнитных волн в материал А, которая представляет собой расстояние, на котором амплитуды напряженностей электрического и магнитного полей плоских электромагнитных волн уменьшаются в е раз [18, 21, 25, 35 ]:

А = = ; , (1-1)

(5 2к \ соц/Лост

где (3 - коэффициент затухания электромагнитной волны;

X - длина волны. Индукционный нагрев металлов основан на поглощении ими энергии электромагнитного поля, которое создается переменным электрическим током, протекающем по проводнику определенной конфигурации - индуктирующему проводу. В соответствии с законом Ленца, любое электромагнитное вещество, помещенное в переменное магнитное поле, подвержено действию индукционных электродвижущих сил и порождаемых ими токов ( токи Фуко ). Эти наведенные токи в свою очередь рассеивают, согласно эффекту Джоуля, тепло в веществе, в котором они возникают. Т. е. при индукционном нагреве происходит: передача энергии от индуктора к нагреваемому телу электромагнитным путем; переход электрической энергии в тепло внутри тела в соответствии с эффектом Джоуля и массовая передача тепла путем теплопроводности [ 35 ]. Таким образом, основное преимущество индукционного нагрева - это бесконтактный характер нагрева.

В общем виде пр и н ци п и а л ь н ая схема нагрева индукционными токами представлена на рисунке 1.1. Нагрузка располагается на панели, не обладающей свойствами электро- и магиитопровод-ности. Под панелью располагается плоский спиральный индуктор. Переменное электромагнитное поле индуцирует в стальном основании нагрузки вихревые токи. Под действием этих токов, согласно

Рис. 1.1. Принципиальная схема нагрева индукционными токами.

X

а)

б)

Рис. 1.2. Эквивалентные схемы замещения системы «индуктор - нагреваемое тело»: а) - последовательная, б) - параллельная.

эффекту Джоуля, выделяется тепло, которое нагревает нагрузку. Для ограничения зоны распространения электромагнитного поля индуктор располагается на ферритовой подложке.

В качестве материала индуктора обычно используется медь, реже - алюминий. В качестве материала нагрузки - различные стали, так как сталь является «непрозрачным» материалом для электромагнитных волн даже на низких частотах, и, следовательно, поверхностный эффект выражен в ней наиболее ярко | 18, 21 ]. При таком выборе материалов достигается максимальный КПД процесса индукционного нагрева [ 18, 37 ]:

Система «индуктор - нагреваемое тело», являющаяся нагрузкой преобразователя частоты, представляет собой электромагнитную систему с распределенными параметрами. При воздействии на входе системы синусоидального напряжения при аналитических расчетах ее заменяют эквивалентной электрической схемой замещения [ 6, 25 ], состоящей из активного и индуктивного сопротивлений, соединенных последовательно ( рис. 1.2,а ) или параллельно ( рис. 1.2,6 ). Вместе с компенсирующей емкостью эти элементы образуют нагрузочный колебательный контур. Величину емкости выбирают такой, чтобы компенсировать индуктивную составляющую тока и создать необходимое опережение между входным током и напряжением на индукторе. Поэтому, частота работы преобразователя зависит от электромагнитных свойств материала, размеров индуктора и наг реваемого тела [ 18, 49 ]. Параметры Я и X в парал-

1

(1-2)

дельной схеме замещения связаны с параметрами г и х последовательной схемы замещения известными соотношениями [ 6, 25 ], полученными из условия равенства кажущихся мощностей, коэффициентов мощности нагрузки, соответствующих активных и реактивных мощностей и полных сопротивлений параллельной и последовательной схем замещения [ 8 ]. При х»г эти соотношения упрощаются и имеют вид:

Я = — , (1-3)

г

X - х . (1-4)

Соотношение между реактивным и активным сопротивлением системы « индуктор - нагреваемое тело » характеризуется добротностью системы 0 или тангенсом угла между напряжением и током индуктора срн [ 8, 24 ]:

Л" /? , , _ ч

• (1-5)

Параметры системы «индуктор - нагреваемое тело» в зависимости от типа индукционной установки в процессе нагрева могут оставаться практически постоянными или значительно изменяться [ 6, 8, 18 ]. К первому типу из мощных устройств относятся нагреватели, в индукторе которых находится одновременно несколько нагреваемых заготовок. При заталкивании в индукгор холодной заготовки с другого конца индуктора выталкивается горячая заготовка. При этом параметры системы незначительно меняются по периодическому закону, определяемому тактом выдачи заготовок,

причем колебания параметров получаются тем меньше, чем больше заготовок находится в индукторе.

Ко второму типу относятся плавильные печи и нагреватели периодического действия. Изменение параметров системы «индуктор - нагреваемое тело» связано с изменением в процессе нагрева удельного сопротивления и относительной магнитной проницаемости материалов, а для плавильных установок и с изменением геометрии нагреваемого тела.

При работе кухонной индукционной плиты, в отличие от промышленных установок, изменение нагрузки связано не с изменением элекIромагнитных свойств материалов из-за роста температуры ( так как относительная магнитная проницаемость для сталей в диапазоне температур от 20 до 150 ° С остается постоянной, а удельное сопротивление меняется незначительно [ 18, 25 ] ), а с использованием нагрузки с различным диаметром основания и формой дна. Изменение нагрузки может привести к перенапряжениям на ключевых полупроводниковых элементах и повлечь за собой их выход из строя.

1.2 Основные схемы преобразователей.

Основным звеном преобразователей повышенной частоты для индукционных установок являются схемы на основе схем автономных инверторов. В настоящее время известно большое количество инверторов, различных по схемному исполнению, способу управления, виду коммутации, режиму работы и характеристикам [6, 12, 13, 43 ]. Все схемы можно условно, по наличию реактора во входной цепи постоянного тока, разделить на три группы: инверторы тока, инверторы напряжения и резонансные инверторы.

С точки зрения целесообразности и эффективности не все из них могут быть использованы в индукционных установках с низким коэффициентом мощности системы «индуктор - нагрузка» и необходимостью ввиду этого емкостной компенсации реактивной мощности, а также рядом других специфических особенностей [8, 14 ]. Компенсация может быть достигнута последовательным или параллельным соединением рабочей катушки и конденсатора. При использовании последовательной компенсации ( рис. 1 Да ) входной ток инвертора имеет синусоидальную форму { 52 ]. При параллельной компенсации ( рис Л .3,6 ) - напряжение на выходе инвертора синусоидально. Различны при ЭТОМ м характеристики звена постоянного тока: последовательная компенсация требует источника напряжения, а параллельная - источника тока в промежуточном звене постоянного тока. Для получения источника напряжения могут быть использованы диодный выпрямитель с ЬС - фильтром, для получения источника тока - управляемый выпрямитель и входной дроссель Ьф. Поэтому коэффициент мощности со стороны переменного тока будет ниже у инвертора с параллельной емкостной компенсацией [ 52 ]. Однако в случае параллельной компенсации проще организуется защита силовых ключей. Схемы с последовательной компенсацией требуют или более сложную систему защиты, или установки плавких предохранителей.

С созданием быстродействующих силовых транзисторов появилась возможность существенно повысить частоту преобразования на основе схем, близких по топологии к классическим схемам резонансных инверторов. Перспективными транзисторными преобразователями являются преобразователи постоянного напряжения ( ППН ) резонансного типа, имеющие ряд достоинств по сравнению с другими типами ППН [ 50 ], например, меньшие уровни

и

а)

и

б)

Рис. 1.3. Способы компенсации реактивной мощности: а) - последовательная компенсация, б) - параллельная.

излучаемых и передаваемых в сеть и потребителю радиопомех. Уровень электромагнитных помех, генерируемых ППН на основе транзисторного резонансного преобразователя, намного ниже, чем у ППН на основе инвертора напряжения [ 48 ], хотя при отсутствии в схеме помехоподавляющих фильтров он может превышать допустимый [ 22 ]. Однако в этом случае значительно проще разработать требуемый фильтр радиопомех | 16 ], так как помехи имею г быст-роспадающий узкий спектр. Характерным недостатком данного класса ППН является сохранение к о м м у таци о н н ы х потерь при включении ( если частота коммутации ниже резонансной ) или при выключении силовых ключей ( если частота коммутации выше резонансной ) [ 46 ].

Преобразователи постоянного напряжения на основе схем резонансных инверторов можно разделить на следующие группы, характеризующиеся свойственными этой группе электромагнитным и процессами в схеме, принципом регулирования выходной мощности или способом реализации выходной части:

1) схемы с поеледовательным резонансным контуром, введенным в выходную диагональ инвертора. В этих схемах последовательный резонансный контур, состоящий из дросселя и конденсатора, соединяется последовательно или параллельно с первичной обмоткой силового трансформатора и подключается к выходной диагонали инвертора. Ко вторичной обмотке трансформатора подключаются выходной выпрямитель и сглаживающий фильтр. Эта схема является наиболее распространенной схемой ППН резонансного типа [ 40, 43, 56 ];

2) схемы с последовательным резонансным контуром, подключенным параллельно выходной диагонали инвертора ( класс гак называемых квазирезо11ансных схем ). В ППН такого типа вы-

ходной фильтр начинается с индуктивности. Первичная обмотка силового трансформатора подключается параллельно выходной диагонали инвертора [ 6, 41 ];

3) схемы с параллельным резонансным контуром, введенным последовательно в выходную диагональ инвертора ( так называемые псевдорезонансные преобразователи ). Первичная обмотка силового трансформатора подключается последовательно с параллельным резонансным контуром. Фильтр выпрямителя начинается с индуктивности [ 62, 63 ];

4) однотактные схемы с последовательным или параллельным резонансным контуром, содержащие или не содержащие коммутирующий конденсатор. При этом схемы, содержащие коммутирующий конденсатор, можно разделить на два вида: а) коммутирующий конденсатор является одновременно и разделительным, так как благодаря ему постоянная составляющая тока не проникает в цепь нагрузки, б) схемы содержат две группы кондеисагоров, одна из которых служит только для коммутации, а цель другой группы - разделение цепей постоянного и переменного тока [ 2, 20 ];

5) составные схемы, в которых имеется несколько ячеек инвертора, либо несколько резонансных контуров ( класс гак называемых мультирезонансных преобразователей ). Эта группа включает большое разнообразие резонансных схем, отличающихся и характером электромагнитных процессов, и статическими характеристиками [ 6, 20 ];

6) схемы с изменениями индуктивности или емкости резонансного контура. Это, как отмечается в [ 60 ], позволяет осуществить, например, широтное регулирование выходного напряжения. К выходной диагонали преобразователя могут быть подключены различные комбинации соединения нагрузки и резонансных конту-

ров, приведенные на рисунке 1.4. [49]. Нагрузка Ян может быть подключена через трансформатор, выпрямитель и соответствующий сглаживающий фильтр.

В зависимости от соотношения параметров схемы и частоты переключения силовых ключей режимы работы преобразователей существенно отличаются [ 50 ]. Одним из основных признаков, определяющих режим работы, является характер общего типа нагрузки ( емкостной или индуктивный ). Характер нагрузки в свою очередь зависит от соотношения частоты переключения ключей Гв ( называемой рабочей частотой инвертора ) и резонансной частоты общей нагрузки инвертора 1Ъ. Это соотношение частот принимают' за определяющий классификационный признак режима работы инвертора и различают инверторы с рабочей частотой ниже или выше резонансной. Указанное различие существенно влияет на условия коммутации ключей инвертора [ 43, 50 ].

При работе на частоте ниже резонансной ток опережает напряжение, и ключи выключаются в момент прохождения тока через ноль, т.е. коммутация является естественной. Поэтому потери при выключении будут малы. Естественная коммутация позволяет использовать в инверторе не полностью управляемые ключи, например, тиристоры [ 43,50 ].

При работе на частоте выше резонансной гок нагрузки отстает от напряжения, и возникает необходимость в принудительной коммутации, требующей использования полностью управляемых ключей, например, транзисторов.

Наиболее простая и чаще всего используемая схема ППН на базе последовательного резонансного инвертора без обратных диодов представлена на рис. 1.5,а, а временные диаграммы работы - на рис. 1.5,6 [ 3, 6, 43 ]. В момент времени 1 = 0 включаются

а)

11

в_ГУУЛ.

С1

12

:С2

й2п

б)

1_1 С1

0 Г\ПГ\

12 ^ С2 = сз Г

о---------

в)

Рис. 1.4. Схемы вариантов колебательных контуров, включаемых в диагональ резонансного инвертора.

|\/Т1

1к Ск _ГУУЛ_

- УТЗ

ю

УТ2

\л/1 т\juuu~

УТ4

I п

| УР2[

VDЗ

У04

:С1

Б"

Пкп

ип

а)

- о

Рис. 1.5. Схема ППН на базе последовательного резонансного инвертора ( а ) и временные диаграммы ее работы (б ).

транзисторы УТ1, УТ4, в цепи резонансного контура ЬкСк развивается колебательный процесс, и формируется положительный импульс тока ю. Конденсатор Ск в установившемся режиме перезаряжается от напряжения Не = -11т до Цс = +ит. Одновременно с транзисторами УТ1,УТ4 открываются диоды У02,УВЗ выходного выпрямителя, конденсатор Сф заряжается. В момент времени Ы ток 1С спадает до нуля, и диоды \Т)2,УВЗ запираются. Под действием тока намагничивания трансформатора ТУ открываются диоды УВ1,У04, напряжение на обмотке \у1 трансформатора ТУ меняет знак и становится примерно равным приведенному к первичной обмотке напряжению на нагрузке Ин. До момента включения следующей пары транзисторов УТ2,УТЗ (I = Т/2, где Т - период переключения транзисторов ) имеется бестоковая пауза, необходимая для гарантированного запирания транзисторов, открытых в предыдущем полупериоде работы. В момент времени X = Т/2 открывается следующая пара транзисторов УТ2,УТЗ, и процессы в схеме повторяются.

В транзисторных инверторах, в отличие от гирисгорных, амплитуду напряжения на конденсаторе Ск можно значительно уменьшить, увеличив его емкость, одновременно уменьшая индуктивность дросселя Ьк. В пределе дроссель Ьк из схемы можно исключить, используя в качестве дросселя резонансного контура индуктивность рассеяния тр а н сф ор м агор а 1.8.

На рис. 1.6 представлена полумостовая схема последовательного резонансного инвертора с емкостным делителем на входе.

Собственная частота резонансного контура &0= ^У^с > где Ь = Ьк +

+Ьб; С = Ск • ( С1 + С2 ) / ( С1+С2+Ск ) - суммарная емкость, складывающаяся из последовательного соединения конденсатора Ск и

+ 0-

С1

2

УТ1

1к Ск

=ЬС2

ГУУУЛ Т \л/2

I/

ь

УТ2

у УР2 |

У03

сгм

Рис. 1.6. Схема полумостового последовательного

резонансного инвертора с емкостным делителем.

параллельно соединенных конденсаторов С1,С2. Конденсатор Ск в схеме можно исключить, возложив функции емкости резонансного контура на конденсаторы С1,С2 емкостного делителя входног о напряжения. При этом емкость резонансного контура С = С1 + С2. Процессы в этой схеме не отличаются от процессов в схеме ППН на рис.1.5,а, за исключением того, что в у стан о в и в ш е м ся режиме работы и«=Е%.

В [ 64 ] рассмотрен но с ледова гель ны й резонансный инвертор, частота переключения силовых ключей которого выше резонансной частоты контура. При этом нагрузка инвертора имеет индуктивный характер. Утверждается, что при таком соотношении частот в схеме отсутствуют динамические перенапряжения на элементах схемы, связанные с особенностями обмена энергией между источником и колебательным контуром. Приведены результаты формирования оптимального переходного процесса при минимуме запасенной реактивной энергии в элементах колебательного контура.

В последовательном резонансном инверторе с обратными диодами (рис. 1.7,а) [ 4, 6, 13, 43 ] процесс формирования импульса тока 1с в резонансном контуре складывается из двух интервалов 11 и \2 ( рис. 1.7,6 ). На интервале М включены транзисторы УТ1,УТ4 и диоды УТ>6,У07, конденсатор Ск перезаряжается от напряжения -У о до +Цт. При переходе тока ю через нуль в конце интервала 11 открываются обратные диоды У01,У04 и диоды выпрямителя У05,У08, меняется полярность подключения конденсатора Сф ко вторичной обмотке \\'2 трансферматора ТУ. На интервале 11 к резонансному контуру было приложено напряжение Евх - 1ш , а

а)

б)

Рис. 1.7. Схема последовательного резонансного инвертора с обратными диодами (а) и временные диаграммы ее работы ( б ).

на интервале 12 - напряжение Евх + Ш. После спада до нуля тока к в конце интервала 12 обратные диоды УВ1,УВ4 запираются. Через небольшое время бестоковой паузы (которой может и не быть) открываются транзисторы УТ2,УТЗ и процессы в схеме повторяются.

Особенностью последовательного резонансного инвертора с обратными диодами является круто спадающая внешняя характеристика. Это связано с тем, что с изменением 11н амплитуды импульсов тока на интервалах 11 и \2 меняются по разному: Если одна увеличивается, то другая уменьшается и наоборот. При этом среднее значение тока нагрузки меняется мало ( так как Х\ = 12 ) [ 4, 13 ]. ППН на базе последовательного резонансного инвертора с обратными диодами может быть реализован и в полу мостовом варианте с емкостным делителем аналогично ППН на рис. 1.6.

Кроме рассмотренных схем, которые являются наиболее распространенными, существуют и другие схемы ППН, содержащие последовательный резонансный контур, подключенный определенным образом либо в силовой части преобразователя, либо между инвертором и нагрузкой и т.д. В качестве примера на рис. 1.8. приведена схема полумостового последовательного резонансного инвертора с разделительным конденсатором Ср [ 3 ]. Конденсатор Ср имеет значительно большую емкость, чем приведенная к первичной обмотке емкость конденсатора Ск, и выполняет роль разделительного. Дроссель Ьк и конденсатор Ск образуют последовательный резонансный контур. Процессы в схеме аналогичны процессам в схеме полумостового инвертора с емкостным делителем [ 3 ]. Различные модификации приведенной выше схемы ( см. рис. 1.9.) используются в схемах преобразователей для кухонных индукционных плит [ 68, 70 ].

+

УТ1-

\/Т2 —

У01

А У02

1к Ср

гууу^ I

Ск

1ут1 „ У05

-г., Г

5 УОб

П""

о

Рис. 1.8. Схема полумостового последовательного резонансного инвертора с разделительным конденсатором.

УГ1-

УТ2 -

УТ2-

Рис. 1.9. Схемы силовой части КИП.

ППН на базе параллельных резонансных инверторов содержат последовательный колебательный контур, включенный в выходную диагональ инвертора, а нагрузка { например, через выпрямитель и LC - фильтр ) подключается параллельно или конденсатору резонансного контура ( рис. 1.10 ), или дросселю резонансного контура, но такие схемы не нашли широкого применения [ 60 ]. Чаще применяются схемы инверторов первого типа. Преобразователи, выполненные на их основе, широко используются в промышленных установках для индукционного нагрева [ 33 ]. При этом преобразователи, выполненные на МОП - транзисторах, работают на частотах порядка 200 Кпд [ 29, 33 ]. Обеспечение инвариантности настроенного режима работы инвертора к изменению параметров системы «индуктор - нагрузка» в заданных пределах достигается введением дополнительных реактивных коммутирующих элементов [ 32 ].

В ППН на базе параллельного резонансного инвертора с обратными диодами [ 4, 6, 43 ] процессы аналогичны процессам в схеме последовательного резонансного инвертора с обратными диодами ( рис. 1.7 ), при условии, что собственная частота контура со0 > 2-jt-f ( f - рабочая частота ППН ), однако в данном случае ti > t2. Работа инвертора на холостом ходу аналогична работе инвертора на рис. 1.7 при коротком замыкании на выходе, поэтому в этом случае Um = 2Евх [ 4 ].

ППН на базе параллельного резонансного инвертора могут быть также реализованы в виде полумостового инвертора с емкостным делителем, либо в виде гак называемой пуш - пульной схемы (рис.1.11 )[3].

+

Рис. 1.10. Схема мостового параллельного резонансного инвертора.

| ш ^иСг

+ 0-

УУ1 ... Л У¥ {

1 ик

1 в

Lf

_I_'т

\ /Г\ П I \ /г\ г-

Уио1 уи о

а

П

Р.п

1_к

ЪеА

УП6

V11

1

У01 5 УТ2 —I

У02

Рис. 1.11. Схема двухтактного параллельного резонансного преобразователя.

Следует также обратить внимание еще на один тип ППН резонансного типа - однотактные ППН. Этот класс схем используется для ударного возбуждения колебаний низкой и высокой частоты в установках индукционного нагрева [ 2, 6, 20 ]. Если в качестве силового ключа используется тиристор, то для возбуждения колебаний высокой частоты необходимо, чтобы частота генерируемых колебаний не зависела от времени восстановления запирающих свойств тиристора. Такую возможность дает схема, представленная на рис. 1.12,а. В принципе возможны два режима работы схемы:

а) накопительный конденсатор разряжается полностью, отдавая всю энергию колебательному контуру. В этом режиме частота колебаний в контуре ограничена временем выключения управляющего вентиля из-за появления на его аноде положительного напряжения спустя Т/4 после прохождения импульса разрядного тока;

б) часть энергии накопительного конденсатора идет на его перезарядку для создания на аноде силового вентиля некоторого отрицательного напряжения. Используя этот режим при определенных условиях [ 2 ] можно обеспечить независимость частоты генерируемых в контуре колебаний от времени выключения вентиля и, следовательно, поднять частоту генерируемых колебаний.

Рассмотрим работу схемы в таком режиме. В момент t = О, предшествующий включению тиристора, конденсатор Ср заряжен до некоторого положительного напряжения Um от источника питания Е. После короткого импульса запуска ивх (рис. 1.12,6 ) тиристор открывается, и в результате разряда конденсатора Ср возникает импульс тока ia, протекающий через тиристор, разрядную индуктивность Lp и нагрузочный контур LkCkRk, в котором

+ о-

ик

б)

Рис. 1.12. Схема ППН для возбуждения колебаний высокой частоты ( а ) и временные диаграммы ее работы ( б ).

возбуждаются колебания высокой частоты Ок. К моменту окончания импульса тока ш конденсатор Ср перезаряжается и создает на аноде тиристора напряжение обратного знака Не, под действием которого восстанавливаются запирающие свойства тиристора. Затем накопительный конденсатор Ср снова перезаряжается от источника питания Е через дроссель Ьр до напряжения Иш. Так как У'т превышает Е, го во избежании обратного разряда конденсатора на источник питания в зарядную цепь ставят диод Д.

На рис. 1.13,а приведена простейшая схема преобразователя для возбуждения колебаний низкой частоты, а на рис. 1.13,б,в - ее равноценные модификации. Временные диаграммы работы представлены на рис. 1.14. Пусть в качестве силового ключа используется тиристор. В момент включения тиристора Т коротким импульсом ивх возникает ток 1а, протекающий через разрядную индуктивность Ьр и колебательный контур ЬкСкЯк, в котором ударно возбуждаются колебания ик. Если отношение индук гивностей Ьр/Ьк достаточно мало, то в момент X = Хи, когда ток т обращается в нуль, к тиристору прикладывается отрицательное напряжение иа = Ео - ик, что Создает условия для восстановления его электрической прочности. После прекращения тока т колебания в контуре происходят с собственной частотой этого контура. В момент X = Ц напряжение иа вновь становится положительным. Время 1в - И - ш, в течение которого напряжение на аноде тиристора отрицательно и он восстанавливает электрическую прочность, составляет малую часть периода собственных колебаний контура ЬкСШк, поэтому для надежной работы этот период должен быть достаточно велик, следовательно частота ударного возбуждения собственных колебаний не может быть высокой. При этом подразумевается, что

«-Р

¡а Г

7_ Б £ Ьк [ 1 (Чк

+

Е

- |

Ск

Ц>

1к Ск

Кк

- Е +<

а)

б)

8

о

+

18

1_Р

1

Ск С 1к

Рк

в)

Рис. 1.13. Схема простейшего тиристорного ПГТН ( а ) и ее равноценные модификации (б, в ).

:uy

: /ч

ла

;uk;

А V —1-- 1 Vliiru --> ч

4ч / |\

:ua;

"ЕоМ/ 1 __ _ --- i и "Nil

ОЛт- tz ■ • ? ;t:

U

Рис. 1.14. Временные диаграммы работы тирисгорного ППН, представленного на рис. 1.13, а в режиме затухающих колебаний.

;иу

:uk: .. -Й)

;ua;

-....-Ел

* I ' i —* 1 i n [ i i

Нь i i Л1 ! s 1 n >

i 4 /К - /-1- X------ / 1 \ ---- i /T\ V----------- / ! \ i /14 J-1Л---- / ! ъ

Похожие диссертационные работы по специальности «Силовая электроника», 05.09.12 шифр ВАК

Заключение диссертации по теме «Силовая электроника», Гришанина, Оксана Евгеньевна

12. Результаты работы были доложены на ежегодной научно-технической конференции студентов и аспирантов вузов России « Радиоэлектроника и Электротехника в народном хозяйстве» ( Москва , МЭИ, 25 - 26 февраля 1998 г. ) и на заседании кафедры промышленной электроники МЭИ. Подана заявка на полезную модель.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ.

При выполнении данной работы был проведен анализ литературных данных, на основании которого выл выбран тип резонансного преобразователя и определены требования, предъявляемые к его системе управления. При этом прежде всего учитывалось то, что разрабатываемое устройство является бытовым, и поэтому к нему должны быть предъявлены самые высокие требования по безопасности и надежности.

Результаты выполненной работы заключаются в ниже следующем.

1. Выбранный вариант силовой части преобразо вателя оптимален, так как он является компромиссом между сложностью схемы и максимальными показателями режима силового транзистора. Это обеспечивает хорошие энергетические и массогабарит-ные показатели устройства в целом.

2. Надежность работы устройства главным образом определяется режимом работы силового транзистора. Режим этот максимально облегчен: включение транзистора ( по принципу работы схемы ) осуществляется при нулевом напряжении, а при выключении фронты гока и напряжения полностью разнесены во времени. Поэтому можно утверждать, что к о м м у та ци о н н ы е потери в силовом транзисторе отсутствуют. В преобразователе используются транзисторы типа IGBT фирмы SIEMENS.

3. При предложенном способе управления обеспечивается стабильная работа преобразователя при любых изменениях в питающем напряжении.

4. Однотактный резонансный преобразователь работает почти с постоянной час ютой, и его электромагнитное излучение мало, что удостоверено соответс т вугогцими измерениями.

5. Расчетом и экспериментом было установлено, что фазовый сдвиг между током и напряжением, потребляемым от сети переменного тока, практически равен нулю, а коэффициент мощности близок к единице.

6. Преобразователь в целом всегда включается в нуле сетевого напряжения, что достигается использованием полууправляемого выпрямителя и соответствующим построением системы управления. Это повышает надежность, так как облегчает режим работы ключевых элементов, и позволяет снизить уровень помех, излучаемых в сеть и передаваемых через эфир. Уменьшению помех способствует и гот факт, что в предложенном варианте схемы преобразователя и при данном алгоритме управления силовым ключом при включении мощного полупроводникового прибора не наблюдается резких изменений напряжения на индукторе.

7. Схема управления позволяет реализовать все требования, которые могут быть предъявлены к управлению кухонной индукционной плитой: широкий диапазон регулирования мощности в нагрузке, автоматическое бесконтактное включение или отключение плиты при приближении или удалении нагреваемого объекта, автоматическое отключение при перегреве днища нагреваемого объекта.

8. Разработан ряд оригинальных решений функциональных узлов преобразователя.

9. Всесторонний анализ процессов в преобразователе производился кусочно - припасовочным методом. Расчеты были выполнены на ЭВМ с помощью математического пакета программ Maple V5 for Windows. Полученная программа расчета процессов в преобразователе позволила получить количественные результаты, по которым можно судить о характеристиках устройства в целом. Для проведения анализа была предложена методика измерения параметров эквивалентной схемы замещения системы «индуктор - нагреваемое тело». Исходя из результатов анализа, были определены оптимальное значение зазора в системе и величина емкости конденсатора колебательного контура с точки зрения минимизации потерь в преобразователе, достижения максимального КПД, соответствия частотного диапазона работы преобразователя требованиям ГОСТ, работы силового транзистора в заданном диапазоне изменения токов и напряжений. Для этого варианта определен возможный диапазон регулирования мощности в нагрузке.

10. Соответствие в характере экспериментальных и теоретических зависимостей позволяет говорить о корректности составленной математической модели и программ расчета.

11. Изготовленные опытные образцы преобразователя прошли тщательные испытания, подтвердившие их достаточно высокие эксплуатационные качества. В частности, КПД разработанного устройства почти в 1.5 раза выше, чем КПД накалыюй конфорки такой же мощности. Индукционная плита практически безынерционна, благодаря чему она обладает лучшими динамическими свойствами для регулирования температуры жидкости. Индукционные плиты выгоднее использовать при нагреве посуды с малым диаметром основания, гак как электрическая энергия, потребляемая от сети при индукционном нагреве, пропорциональна занятой площади поверхности индуктора и, следовательно, снижается автоматически при уменьшении диаметра нагреваемого тела. Благодаря этому

КПД практически не меняется. Результаты испытаний подтверждены соответствующим актом.

Список литературы диссертационного исследования кандидат технических наук Гришанина, Оксана Евгеньевна, 1998 год

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Амелин С.А., Амелина М.А. Применение пакета программ Mi-сгоСАР - V для моделирования электронных схем. - М. : Изд - во МЭИ, 1997.- 50 с.

2. Артым А.Д. Ключевые генераторы гармонических колебаний. -J1.: «Энергия», 1972. - 168 е., ил.

3. Баймулкин В.А. Исследование и разработка импульсных транзисторных преобраз ов ател ей постоянного напряжения: Автореферат дис. на соиск. учен, степени канд. техн. наук. - Ч.: ЧГУ, 1994.- 18с.

4. Белов Г.А. Высокочастотные тиристорно - транзисторные преобразователи постоянного напряжения. - М.: Эн ергоаго м из дат, 1987.- 120 с.

5. Бердников Д.В., Недолужко И.Г. Сравнение непрерывной и дискретной моделей импульсных преобразователей напряжения. -М., 1998. - 13 с.- Деп. в ВИНИТИ 02.03.98, № 605 - В98.

6. Беркович Е.И., Ивенский Г.В., Иоффе Ю.С. и др. Тиристорные преобразователи высокой частоты. - Л.: «Энергия», 1973. - 200 е., ил.

7. Бутенин Н.В., Неймарк Ю.И., Фуфаев И.А. Введение в теорию нелинейных колебаний. - М.: наука, 1976. - 384с.

8. Воскресенский В.В. Тиристорные преобразователи для питания индукционных установок. - М.: «Металлургия», 1979. - 144 с.

9. Гельман М.В., Лохов С.П. Тиристорные регуляторы переменного напряжения. - М.: «Энергия», 1975. - 104 е., ил.

Ю.Говорухин В.Н., Цибулин В.Г. Введение в Maple. Математический пакет для всех. - М.: Мир, 1997. - 208 е., ил.

11. Дми фиков В.Ф. и др. Теория и методы анализа преобразователей частоты и ключевых генераторов. - Киев: Наукова думка, 1988.- 308 е., ил.

12. Донской A.B., Ивенский Г.В. Элекфотермические установки с ионными преобразователями повышенной частоты. - M.-J1.: «Энергия», 1964. -211 е., ил.

13. Донской A.B., Кулик В.Д. Теория и схемы тиристорных инверторов повышенной частоты с широтным регулированием напряжения. - Л.: Энергия. Ленинградское отделение, 1980. - 160 е., ил.

14. Донской A.B., Рамм Г.С., Вигдорович Ю.Б. Высокочастотные электротерм и чески е установки с ламповыми генераторами. Изд. 2-е, перераб. и доп. - Л.: «Энергия», 1974. - 208 е., ил.

15. Дьяконов В.П. Система MathCAD: Справочник. - М.: Радио и связь, 1993. - 128 е., ил.

16.Князев А.Д., Кечиев Л.Н., Петров Б.В. Конструирование радиоэлектронной и элекфонно-вычеслительной аппаратуры с учетом электромагнитной совместимости. - М.: Радио и связь, 1989.-224 с

17. Косякин A.A., Шамриков Б.М. Колебания в цифровых авто магических системах. - М.: Наука, 1983. - 336 с.

18. Ку вал дин А.Б. Н изкотем пературный индукционный нагрев стали. - М.: «Энергия», 1976. - 112 е., ил.

19.Кулик В. Д., Юрченко H.H. Тирисгорные инверторы резонансного типа с широтным регулированием напряжения. - Киев: Наукова думка, 1990. - 200 е., ил.

20. Мастяев В.Я. Генераторы на импульсных тиратронах для индукционного нагрева. - М.: «Энергия», 1978. - 96 е., ил.

21. Нетуши л A.B., Поливанов K.M. Основы электротехники, ч. 3: Теория электромагнитного поля. - М.-Л.: Государственное электротехническое издательство, 1956. - 190 е., ил.

22. Общесоюзные нормы допустимых индустриальных радиопомех. - М.: Связь, 1973. - 72 с.

23. Разевиг В.Д. Система схемотехнического моделирования и проектирования печатных плат Design Center ( PSpise ). - ML: CK Пресс, 1996.- 272 с.

24. Розанов Ю.К. Полупроводниковые преобразователи со звеном повышенной частоты. - М.: Энергоатомиздат, 1987. - 184 е., ил.

25.Слухоцкий А.Е., Рыскин С.Е. Индукторы для индукционного нагрева. - Л.: «Энергия», 1974. - 264 е., ил.

26.Четти П. Проектирование ключевых источников электропитания. Пер. с англ. - М.: Энергоатомиздат, 1990. - 240 е., ил.

27.Чиженко И.М., Руденко B.C., Сенько В.И. Основы преобразовательной техники. Учебн. пособие для специальности « Промышленная электроника ». - М.: «Высш. школа», 1974. - 430 е., ил.

28. Яворский Б.М., Детлаф A.A. Справочник по физике. - М.: Наука. Главная редакция физико-математической литературы, 1981.-512 с., ил.

29. Баксани Ц., Тарзоли А. Транзисторный инвертор для индукционного нагрева // Пер. 88/25067 ГПНТБ России.

30. Бал ига Б.Дж. Эволюция техники силовых МОП -биполярных полупроводниковых приборов. // ТИИЭР, Т.76, №4, 1988, с. 117-127.-М.: Мир, 1988.

З ГБезносюк O.E. Индукционный нагрев в быту: кухонная индукционная плита // Тез. докл. Ежегодной научн. - техн. конф. Студентов и аспирантов вузов России « Радиоэлектроника и электротехника в народном хозяйстве». - М., 1998 г. - с. 139 - 140.

32. Васильев A.C., Балабух А.И., Овчаренко А.Е. Высокочастотный транзисторный инвертор, нагруженный на индуктор // Электротехника, 1993. №3. с.

33.Высокоэффективный 200 кГц инвертор для системы индукционного нагрева: Пер. 88/55353 ГПНТБ России.

34.Глебов Б.А., Конехеро Э., Лукин A.A. Однотактный транзисторный резонансный преобразователь с трансформаторным выходом // Полупроводниковые устройства преобразовательной техники. - Чебоксары: Изд - во Чуваш, ун-та, 1985, с. 92 - 95.

35. Ертен Ж. Индукционный нагрев - основные положения - упрощенная теория. Влияние различных параметров // Пер. 83/31279 ГПНТБ России.

36. Замарцев В.В. Резонансный инвертор с частотным регулированием // Вопросы преобразовательной техники и частотною электропривода / Сарат. политех, ин-т. - Саратов, 1991. - с. 69 - 74.

37.Индукционная плита для приготовления пищи: Пер. 06900011296 ГПНТБ России.

38.Индукционная плита для приготовления пищи: Пер. 06900014163 ГПНТБ России.

39. Использование индукционных плит на кухнях предприятий массового питания: Пер. 83/10850 ГПТНБ России.

40.Кулагин Б.М., Кириллов A.B. Анализ свойств последовательных резонансных инверторов // Электротехника, 1990. №8. с. 56 - 58.

41. Ли Ф.К. Высокочастотные квазирезонансные преобразователи // ТИИЭР, Т.76, №4, 1988, с. 83 - 97. - М.: Мир, 1988.

42. Лизец М., Поташников М.Ю. Современная активная и пассивная электронная элементная база для силовой электроники // Электротехника, 1996. № 4. с. 8 - 15.

43. Мелешин В.И., Новинский В.Н. Транзисторные преобразователи напряжения с последовательным резонансным контуром // Электротехника, 1990. №8. с. 47 - 53.

44. M слеши н В.И., Сомова Л.Б., Якушев В.А. Резонансные транзисторные преобразователи // Проблемы преобразования электроэнергии. Тезисы докл. Междунар. конф. - М.: МЭИ, Ассоц. «АПЭМ» , 1993. С. 63.

45. Никитин В.М. Управление значением выходного напряжения трехфазного инвертора // Электротехника, 1996. № 4. с. 34 - 40.

46. Никитин Ю.А. Транзисторные преобразователи постоянного напряжения класса Е // Электропитание / Под ред. Ю.И. Конева. - М.: Ассоциация «Электропитание», 1993. вып. 1. с. 27 - 40.

47. Пел ли Б.P. IGBT - биполярные транзисторы с изолированным затвором // Электротехника, 1996. № 4. с. 16 - 20.

48. Пилинский В.В., Швайченко В.В. Улучшение качественных показателей импульсного источника питания // Проб л. преобраз. техн. - Киев: Наукова думка, 1983. ч.2. с. 155 -158.

49. Приготовление пищи с использованием плит индукционного нагрева: Пер. 85/47535 ГПНТБ России.

50. Розанов Ю.К., Никифоров A.A. Высокочастотная коммутация электрических цепей с резонансными кон гурами - перспективное направление преобразовательной техники // Электротехника, 1990. №6. с. 20 - 28.

51. Рудский В.А., Сосипатров A.A., Тогатов В.В. Статические характеристики БИМОП - транзистора // Электротехника, 1990. №6. с. 39 -41.

52. Тиристорный преобразователь средней частоты, нагруженный на индуктор: Пер. 84/19460 ГПНТБ России.

53. Флоренцев С.Н., Ковалев Ф.И. Современная элементная база силовой элекгроники // Электротехника, 1996. №4. с. 2 - 8.

54. Хауэр Ф.П. Силовые полупроводниковые приборы: Обзор. // ТИИЭР, Т.76, №4, 1988, с, 36 - 46. - М.: Мир, 1988.

55. Batarseh Issa, Lee C.Q. Study-state analysis of the parallel resonant converter with LLCC - type commutation network // IEEE Trans. Power Elektron. - 1991. - 6, № 3. - p. 525 - 538.

56. Bhat A.K.S. Analysis and design of a DC / DC converter using square-wave output resonant inverter // IEEE PSC'87 Con. Ree., 1987. p.221-230.

57. Bhat A.K.S. Analysis and design of a series-parallel resonant converter with capacitive output filter // IEEE Trans. Ind. Appl. - 1991. - 27, № 3. -p. 523 - 530.

58. Diven D. M. The resonant DC line converter a new concept in static power conversion // IEEE-IAS, conf Records. 1986. p. 648 - 656.

59. Ferreira J. A., Van Ross A., Van Wyk J. D. A hybrid phase ARM power module with non-linear resonant tank // Conf. Ree. IEEE Ind. Appl. Soc. Annu. Meet. - 1990. - p. 1674 - 1685.

60. Harada K., Chen C. A resonant type constant current converter with saturation core // IEEE ÍNTELEC84 Conf. Ree., 1984. p. 340 - 343.

61. Mitsubishi semiconductors power modules mos. // Mitsubishi electric, 1997.

62. Patterson O. D. , Divan D. M. Pseudo-resonant full bridge DC / Dc converter // IEEE PSC'87 Conf Ree., 1987. p. 424 - 430.

63. Patterson O. D. , Divan D. M. Pseudo-resonant full bridge DC / Dc converter // IEEE Trans. Power Elec. - 1991. - 6, № 4. - p. 671 - 678.

64. Sendanyoye V., Al-Haddad K., Rajagopalan V. Optimal trajectory control strategy for improved dynamic response of series resonant converter // Conf. Ree. IEEE Ind. Appl. Soc. Annu. Meet: Pap. Ind. Appl. Conf. 25th Pt. 2. - New York, 1990. - p. 1236 - 1242.

65. Turnbull F., Tompkins R. Design of a pulswidth - modulated resonant converter for high-output voltage power supply // IEEE Trans. On Ind. Appl. 1978. Vol. 1 A - 23. № 6.

66.Акц. Заявка Японии № 1-104917 МКИ5 Н 05 В 6/12, опубл. 21.11.90. Induction heating cooker.

67.Акц. Заявка Японии № 1-104919 МКИ5 Н 05 В 6/12, опубл. 21.11.90. Induction heating cooker.

68.Акц. Заявка Японии № 1-123202 МКИ5 Н 05 В 6/12, опубл. 14.12.90. Induction heating cooking device.

69.Акц. Заявка Японии № 3-164740 МКИ5 Ы 05 В 6/12, опубл. 22.01.93. Induction heating cooker.

70.Акц. Заявка Японии № 3-172333 МКИ5 Н 05 В 6/12, опубл. 29.01.93. Induction heating cooker.

71. Паг. № 4992919 США. Parallel resonant converter with zero voltage switching / Lee C.Q., Siri K., Upadhyay A.K. - 1991.

Обратите внимание, представленные выше научные тексты размещены для ознакомления и получены посредством распознавания оригинальных текстов диссертаций (OCR). В связи с чем, в них могут содержаться ошибки, связанные с несовершенством алгоритмов распознавания. В PDF файлах диссертаций и авторефератов, которые мы доставляем, подобных ошибок нет.