Разработка методик проектирования преобразователей частоты в интегральном исполнении тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.27.01, кандидат технических наук Сумин, Андрей Михайлович

  • Сумин, Андрей Михайлович
  • кандидат технических науккандидат технических наук
  • 2011, ВоронежВоронеж
  • Специальность ВАК РФ05.27.01
  • Количество страниц 116
Сумин, Андрей Михайлович. Разработка методик проектирования преобразователей частоты в интегральном исполнении: дис. кандидат технических наук: 05.27.01 - Твердотельная электроника, радиоэлектронные компоненты, микро- и нано- электроника на квантовых эффектах. Воронеж. 2011. 116 с.

Оглавление диссертации кандидат технических наук Сумин, Андрей Михайлович

ОГЛАВЛЕНИЕ

ВВЕДЕНИЕ

1 ОСНОВНЫЕ АРХИТЕКТУРЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ

1.1 Кратное и некратное преобразование частоты

1.2 Способы реализации бесфильтровых преобразователей частоты

1.2.1 Варакторные УЧ

1.2.2 Широкодиапазонные преобразователи частоты

1.2.3 Преобразователи частоты на синтезированных нелинейных реактивных элементах

1.3 Современные средства автоматизированного проектирования

1.4 ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 1

1.5 ЦЕЛЬ И ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ ИССЛЕДОВАНИЙ

2 СХЕМОТЕХНИЧЕСКОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ НА ОСНОВЕ СИНТЕЗИРОВАННЫХ НЕЛИНЕЙНЫХ РЕАКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ В СУБМИКРОННОМ БАЗИСЕ

2.1 Разработка методики преобразования частоты входных гармонических колебаний на основе применения синтезированных нелинейных реактивных элементов

2.1.1 Алгоритм коммутации ключа

2.1.2 Схемная реализация алгоритма коммутации ключа

2.1.3 Разработка структурной схемы параметрического умножителя частоты на основе СНРЭ

2.2 Разработка принципиальной электрической схемы параметрического преобразователя частоты гармонических колебаний на примере умножителя с кратностью N=2 на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов в субмикронном базисе

2.3 ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 2

3 ТОПОЛОГИЧЕСКОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ НА ОСНОВЕ СИНТЕЗИРОВАННЫХ НЕЛИНЕЙНЫХ РЕАКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ В САПР CADENCE С ТОПОЛОГИЧЕСКИМИ НОРМАМИ 350 НМ

3.1 Проверка топологии преобразователя частоты на соответствие технологическим требованиям (DRC) и электрическим связям (LVS)

3.2 Коррекция электрической схемы и топологии базовой ячейки преобразователя частоты на основе СНРЭ. Проектирование тестового кристалла

3.3 Экспериментальные исследования преобразователя частоты в технологическом базисе 350 нм

3.4 ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 3

4 ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТЫ НА МОП-ТРАНЗИСТОРАХ

4.1 Разработка методики расчета преобразования частоты на МОП-транзисторах в субмикронном и глубоко субмикронном базисах

4.1.1 Расчёт сток-затворной характеристики

4.1.2 Основные аналитические соотношения

4.1.3 Алгоритм расчета преобразования частоты на МОП - транзисторе для технологий с субмикронными топологическими нормами

4.1.4 Расчёт постоянной составляющей выходного тока МОП-транзистора в режиме преобразования частоты

4.1.5 Расчёт переменной составляющей выходного тока МОП-транзистора в режиме преобразования частоты

4.2 Экспериментальные исследования

4.3 ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 4

ОСНОВНЫЕ ВЫВОДЫ И РЕЗУЛЬТАТЫ

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

ПРИЛОЖЕНИЯ

Рекомендованный список диссертаций по специальности «Твердотельная электроника, радиоэлектронные компоненты, микро- и нано- электроника на квантовых эффектах», 05.27.01 шифр ВАК

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Разработка методик проектирования преобразователей частоты в интегральном исполнении»

ВВЕДЕНИЕ

Актуальность задач исследования. Интегральное исполнение, создание сложнофункциональных (СФ) блоков СБИС преобразователей частоты является настоятельной научной и производственной задачей сегодняшнего дня, решение которой невозможно без проведения теоретических исследований различных устройств преобразования частоты на основе исключения колебательных систем. До настоящего времени в мировой практике не найдены решения аналоговых устройств широкополосного преобразования частоты, выполненных в нанотехнологическом процессе. Данная проблема требует также решения вопросов схемотехнического и топологического проектирования СФ блоков в автоматизированных средах.

Среди разнообразного множества преобразователей частоты, в частности умножителей и делителей, современной актуальностью обладают устройства на синтезированной нелинейной базе. Это вызвано отсутствием интегральных компонентов с оптимальными характеристиками в связи с несовершенством элементной базы. Как один из приоритетных и возможных путей в этом направлении - использование синтезированных нелинейных реактивных элементов (СНРЭ), выполненных на основе управляемых ключей и линейных реактивных элементов.

В настоящее время изготовление спроектированной СБИС осуществляется на специализированных предприятиях, к числу которых относятся фабрика X-FAB (Германия), Atmel Corporation (США), NEC Electronics Company (Гон-Конг) и др. Доля импортной элементной базы для систем радиочастотного диапазона, разрабатываемых отечественными предприятиями, по данным Минпромторга, составляет порядка 90%. Технологический процесс изготовления СФ блоков, выполненных на топологическом уровне менее 350 нм, организуется, в частности, в Зеленограде, и в целом в России интенсивно расширяется. Поэтому, схемотехническое моделирование и топологическое проектирование

анализируемых электронных устройств в субмикронном базисе представляет собой актуальную задачу.

По состоянию на текущий момент в литературе отсутствуют работы о предельных величинах амплитуд преобразованного выходного сигнала при реализации МОП-транзистора по различным технологическим процессам. Поэтому задача нахождения значений комбинационной компоненты с преобразованной частотой сопр = |юс - сог| в зависимости от реализуемого технологического базиса является актуальной.

Диссертация выполнена на кафедре «Радиоэлектронные устройства и системы» Воронежского государственного технического университета на основе реализации ФЦП № 02.514.11.4077 от 3.08.2007г. «Разработка схемных и топологических решений устройств параметрического умножения частоты гармонических колебаний, выполненных для телекоммуникационных «систем на кристалле», в рамках госбюджетной программы «Исследование и разработка по приоритетным направлениям развития научно-технического комплекса России на 2007-2012 годы», утвержденной правительством РФ от 17 октября 2006г №613.

Цель и задачи исследования. Целью диссертации является разработка методик проектирования преобразователей частоты в интегральном исполнении. Для достижения поставленной цели определены следующие задачи:

1. Разработка методики преобразования частоты входных гармонических колебаний на основе применения синтезированных нелинейных реактивных элементов.

2. Разработка принципиальной электрической схемы параметрического преобразователя частоты гармонических колебаний на примере умножителя с кратностью N=2 на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов в субмикронном базисе.

3. Разработка топологии параметрического преобразователя частоты гармонических колебаний на примере умножителя с кратностью N=2 на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов в субмикронном базисе.

4. Разработка методики расчета преобразования частоты на МОП-транзисторах в субмикронном и глубоко субмикронном базисах.

Научная новизна. В диссертации получены следующие научные и технические результаты:

1. С использованием синтезированных нелинейных реактивных элементов разработана методика преобразования сигнала входной частоты, заключающаяся в подавлении постоянной составляющей тока в спектре выходного сигнала.

2. Разработана принципиальная электрическая схема параметрического преобразователя частоты гармонических колебаний с широкополосностью 1,5 декады без перестройки параметров структурных элементов на примере умножителя с кратностью N=2, заключающаяся в использовании синтезированных нелинейных реактивных элементов в субмикронном базисе.

3. Разработан СФ блок преобразователя частоты без колебательных систем на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов и его топологическое представление в универсальном формате базы данных GDSII для САПР Cadence, Synopsys, Mentor Graphics в технологическом базисе ХН035, и выполняющий функцию умножения с N=2.

4. Разработана методика расчета преобразования частоты на МОП-транзисторах в субмикронном и глубоко субмикронном базисах, заключающаяся в нахождении предельных значений выходного тока преобразованной частоты в зависимости от технологии производства МОП-транзисторов, режима его работы и амплитуды входного воздействия.

Практическая значимость.

1. Результаты диссертации использованы для разработки СФ блока фазовой автоподстройки частоты микроконтроллера 1887ВЕЗТ, проектируемого ФГУП «НИИЭТ» (г. Воронеж) и предназначенного для высокоскоростных систем управления с большим числом объектов. Использование результатов диссертации подтверждается Актом о внедрении результатов диссертации.

2. Реализованная на Hard-уровне базовая ячейка умножителя частоты может

быть адаптирована под библиотеки микроблоков (Marco Cells Library) соответствующих технологических процессов отечественных и зарубежных «кремниевых фабрик».

3. Наличие микроблока ячейки умножителя частоты в составе Design Kit, предоставляемом «кремниевыми фабриками» разработчикам ИС, позволит сократить срок проектирования ИС, содержащие встроенные умножители частоты.

4. Преобразователи частоты, построенные на базе разработанной ячейки, могут составить конкуренцию применяемым в настоящее время сложным схемам преобразования частоты на базе ФАПЧ (PLL-генераторы).

5. Разработаны алгоритм и программа расчёта предельных величин комбинационной спектральной составляющей выходного тока МОП-транзистора для технологического базиса с заданными топологическими нормами.

Основные положения, выносимые на защиту.

1. Методика преобразования частоты входного сигнала, заключающаяся в подавлении постоянной составляющей тока в спектре выходного сигнала с применением синтезированных нелинейных реактивных элементов.

2. Принципиальная электрическая схема параметрического преобразователя частоты гармонических колебаний на примере умножителя с кратностью N=2, заключающаяся в использовании синтезированных нелинейных реактивных элементов в субмикронном базисе.

3. СФ блок преобразователя частоты без колебательных систем на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов, разработанный и реализованный на Hard-уровне в технологическом базисе ХН035, и выполняющий функцию умножения с кратностью N=2.

4. Методика расчета преобразования частоты на МОП-транзисторах в субмикронном и глубоко субмикронном базисах, заключающаяся в нахождении предельных значений выходных параметров тока промежуточной частоты в зависимости от параметров входного сигнала и параметров канала транзистора. Методи-

ка реализована для ряда технологических базисов (ХС06, ХС035, ХС018, СРОК 009), допускает произвольные, в пределах проектной реализации, параметры канала, что подтверждено экспериментально.

Апробация работы. Основные результаты диссертации докладывались и обсуждались на конференции профессорско-преподавательского состава, сотрудников, аспирантов и студентов (Воронеж, 2009), Всероссийской научно-технической конференции молодых ученых и студентов «Современные проблемы радиоэлектроники» (Красноярск, 2010), научно-практической конференции студентов, аспирантов и молодых ученых "инновационные технологии и материалы" (ИТМ -2011), 9-ой Всероссийской научно-практической конференции студентов, аспирантов и молодых ученых «Планирование и обеспечение подготовки кадров для промышленно-экономического комплекса региона» (Воронеж, 2011).

Публикации. По теме диссертации опубликовано 12 работ, в том числе 9 в изданиях рекомендованных ВАК, 2 учебных пособия, 1 патент РФ. В работах, опубликованных в соавторстве и приведенных в конце автореферата, лично соискателю принадлежат: проектирование устройств преобразования частоты на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов [10,102-104, 109,110]; оптимизации мощности в нагрузке параметрического умножителя частоты на нелинейной ёмкости закрытого р-п-перехода [113, 114]; исследование нелинейных процессов преобразования частоты в смесителе на МОП-транзисторе в субмикронном и глубоко субмикронном базисах [112 , 119]; проектирование и моделирование аналоговых устройств сверхбольших интегральных схем [120, 121].

Объем и структура диссертации. Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения и списка литературы, включающего 121 наименование. Основная часть диссертации изложена на 106 страницах, содержит 49 рисунков и 10 таблиц.

1 ОСНОВНЫЕ АРХИТЕКТУРЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ

Преобразователи частоты (ПЧ) давно привлекают внимание исследователей и специалистов различных областей техники, о чем свидетельствуют многочисленные публикации в виде авторских свидетельств и патентов [1-10], диссертаций [11-17], книг [18-30], журнальных статей [31-39] и ряда интернет-источников. Одна из главных областей применения кратных и некратных преобразователей частоты (КПЧ) связана с созданием источников гармонических колебаний [40]. При этом необходимость преобразования частоты основного источника вызвана различными соображениями. С помощью ПЧ можно построить усилительные тракты на разных частотах и получить большие значения устойчивого коэффициента усиления.

Умножители (УЧ) и делители (ДЧ) частоты используются при формировании дискретной сетки частот диапазонных возбудителей. В ряде случаев преобразование частоты продиктовано ухудшением усилительных свойств полупроводниковых приборов (транзисторов, тиристоров) с повышением частоты. Необходимость повышения промышленных частот (50, 400 Гц) обусловлена неоптимальным их значением для многих потребителей электроэнергии. Перевод устройств на питание от источников повышенной частоты позволяет улучшить их массогабаритные, экономические и другие показатели и характеристики. Для проведения технологических процессов в ряде отраслей промышленности (в металлургии, электротехнологии и др.) также требуются источники повышенной частоты. ПЧ применяются для питания быстроходных электродвигателей, электроинструмента, радиоэлектронной аппаратуры, устройств автоматики и телемеханики, сварочных аппаратов, индукционных печей и т.д.

Другая область применения преобразователей обусловлена особенностями их свойств и характеристик. Так, например, применение УЧ в радиопередающих устройствах позволяет повысить глубину модуляции и сформировать ЧМ- и ФМ-

сигналы с малыми нелинейными искажениями. В [23] показана возможность осуществления фазовой модуляции в УЧ. Линейная зависимость амплитуды выходных колебаний в удвоителях частоты позволяет использовать их в качестве измерительных трансформаторных датчиков электростатического поля и амплитудных модуляторов [23]. Наличие линейного участка амплитудной характеристики указывает на возможность применения УЧ в трактах передатчиков АМ-сигналов, а участка насыщения - для ограничения амплитуды выходного сигнала [26]. При делении частоты в N раз возможно N стационарных режимов работы ДЧ, отличающихся фазовым сдвигом выходных колебаний на угол 2п/N. Это свойство ДЧ позволяет использовать их в качестве фазовых триггеров, генераторов случайных чисел, квантователей и расщепителей фазы, фазовых обнаружителей, бесконтактных коммутаторов и др. [24].

В настоящее время в зарубежных компаниях, занимающихся проектированием электронных средств, наблюдается значительный рост количества проектов, реализуемых в виде «систем на кристалле». По данным компании Gaertner Dataquest ежегодный объем продаж этих изделий достигает 50 - 60 млрд. долл., что составляет 20 - 25 % общей стоимости выпускаемых полупроводниковых компонентов. Успех в реализации таких устройств во многом связан с использованием в них СФ блоков, которые представляют собой готовые модели устройств, реализующих функции процессоров, модулей памяти, таймеров, цифро-аналоговых устройств и т.п. Как видно из перечисленного списка наибольшее развитие данное направление получило для создания цифровых устройств. Проектирование сложно функциональных устройств аналоговой обработки сигналов, в частности, устройств преобразования частоты, синтезаторов частот, развито в меньшей мере, хотя дискретные устройства этого типа используются в радиоэлектронной аппаратуре достаточно широко.

Переход на субмикронную и частично глубокую субмикронную технологии наглядно показал, что эффективность применения БИС и СБИС

микроконтроллеров любой архитектуры в радиоэлектронной аппаратуре определялась качеством и номенклатурой ИС соответствующей мини-системы. Низкая надежность и помехозащищенность внешних (внекристалльных) соединений, сложность тестирования и поиска неисправностей сделали экономически целесообразной замену плат и мини-блоков. Именно поэтому и произошел переход от мини-систем к микросистемам - «system-on-chip» (SoC) -системам на кристалле, где указанные соединения реализуются в кристалле или на подложке [41 - 44].

В перспективе в рамках систем на кристалле могут быть решены многие проблемы интеграции аналоговых, цифровых, радиочастотных (RF) и даже более экзотических структур - микромеханические системы (MEMS), датчики, силовые приводы, химические преобразователи, оптические блоки и т.п. Поэтому в современной интерпретации SoC является сложной интегральной схемой, объединяющей на одном чипе или чипсете все основные функциональные элементы полного конечного продукта.

Потребности практики всегда опережают технологические возможности, поэтому для многих наиболее наукоемких приложений оказывается целесообразным проектирование функциональных блоков как часть интегрированного целого, а физически они размещаются не в кристалле, а на одной подложке и корпусе. Такие системы - System in Package (SiP), System on Package (SoP) - оказываются более надежными, качественными и дешевыми, но при этом они проектируются как единое целое [45].

Эти изменения привели к качественно новой методологии и инфраструктуре проектирования и производства СБИС SoC и систем на их основе:

- разработчики систем и аппаратуры, определяющие алгоритмы и архитектуру СБИС SoC, становятся непосредственными участниками процесса их проектирования на системном уровне [46];

- традиционный САПР СБИС дополняется верхним «системным» уровнем

проектирования, единым как для разработки СБИС SoC, так и аппаратуры на их основе [47, 48];

- требования сокращения сроков разработки SoC (увеличение производительности проектирования), уменьшение риска ошибок и исключения итераций перепроектирования привели к разработке и внедрению принципиально новой методологии проектирования SoC. Она основана на многократном повторном использовании на всех этапах проектирования SoC ранее созданной интеллектуальной собственности (Intellectual Property - IP), в виде заранее разработанных, сертифицированных IP-блоков процессоров, памяти, цифровых и аналоговых узлов, интерфейсов и т.д., а в настоящее время и в будущем все чаще использование определенной совокупности IP в виде различного типа аппаратно-программных IP-платформ (технологических и прикладных) [49, 50];

- существенным образом изменилась, и очевидно будет изменяться и дальше структура и уровень взаимодействия фирм электронной и радиоэлектронной отраслей, участвующих в процессе создания и применения SoC (включая системные фирмы различного уровня - Центры проектирования (Дизайн-Центры) SoC, фирмы разработчики средств САПР, фирмы разработчики IP-блоков и IP-платформ, фирм - производители SoC и др.) [51, 52].

SoC - проектирование стало использоваться на этапе освоения технологических процессов производства микросхем уровня 0,35 - 0,18 мкм, когда стало возможным осуществить интеграцию всех основных микроэлектронных компонентов конечного продукта на одной кремниевой подложке. Так, в мобильных телефонах уже при данном уровне технологии, интегрируются все основные цифровые и управляющие элементы на единой кремниевой подложке, включая управляющий процессор с сокращенной системой команд (RISC), цифровой процессор сигналов (DSP), аппаратные блоки обработки сигналов, память и интерфейс с памятью, а также периферийные устройства [53].

Интенсивное развитие техники усиления мощности сигналов и умножения

частоты создает предпосылки построения полностью твердотельных источников сигналов, что позволяет заменить во многих случаях (генераторах, гетеродинах) дорогостоящие электровакуумные приборы на более надежные и компактные полупроводниковые. Основы теории и методов расчета преобразователей частоты разработаны в конце 50-х годов [54-59], но и сегодня по вопросам анализа, расчета и автоматизированного проектирования преобразователей публикуется большое количество работ [60-65], что свидетельствует об их актуальности, и связано с тенденциями расширения диапазона частот, использованием новой элементной базы, новых конструктивно-технологических решений в проектировании преобразователей.

Вопросы анализа и расчета простейших схем преобразователей частоты на различных нелинейных элементах сегодня представлены в обширной литературе [20, 21, 24, 25, 28], [31-34], [41, 42], [46 - 48]. Однако, несмотря на обилие различных методов (аналитических и машинных) анализа преобразователей частоты, задача их проектирования, достаточно сложна, обычно решается итеративно, и важную роль играют экспериментальные исследования и практическая «доводка» реализованной схемы.

Роль экспериментальных методов исследования в проектировании преобразователей возрастает с увеличением диапазона рабочих частот, поскольку начинают, проявляться различные не учитываемые в расчетах факторы, возрастает погрешность в описании параметров элементов, труднее обеспечить требуемые допуски на механическое изготовление. В этой связи актуален поиск новых конструкций преобразователей, позволяющих производить настройку устройства в рабочем режиме, что могло бы во много раз уменьшить трудоемкость разработки и изготовления. При решении всех перечисленных задач целесообразно использовать современные программные среды автоматизированного проектирования и моделирования.

До сих пор ни одно из устройств преобразования частоты входных гармонических колебаний не было реализовано в интегральном исполнении по

субмикронной технологии, удовлетворяющих условию промышленной применимости и обладающих достаточной эффективностью и широкополосностью преобразования [10-17] или реализовано в виде 8оС, 1Р-модуля или СФ блока.

Таким образом, создание СФ блоков преобразователей частоты является настоятельной научной и производственной задачей сегодняшнего дня, решение которой невозможно без проведения теоретических и практических исследований различных устройств преобразования частоты на основе исключения колебательных систем.

1.1 Кратное и некратное преобразование частоты

В упрощенной структуре ПЧ [66, 67] (рис. 1.1) содержит нелинейный элемент (НЭ) и источник вспомогательного колебания, называемый гетеродином (Г). В качестве нелинейного элемента используются различные электронные приборы, нелинейные активные или реактивные сопротивления. Нелинейный элемент, преобразующий колебания сигнала с помощью гетеродина, называют смесителем [20].

В состав ПЧ входит также фильтр (Ф) с нагрузкой Ын, необходимый для выделения напряжения промежуточной частоты [68, 69].

Рис. 1.1. Структура преобразователя частоты [69]

В общем случае преобразование частоты можно рассматривать как результат перемножения двух высокочастотных напряжений: напряжения сигнала ис= иссо8(сос фс) и напряжение гетеродина иг= игсоз(сог1+ срг)

В результате такого перемножения на выходе преобразователя получается

напряжение преобразованной частоты и„ч= ксхисигсо8(сопр 1+ фпр), где ксх-постоянный коэффициент, зависящий от параметров преобразователя; сопр и фпр - частота и фаза преобразованного сигнала соответственно.

Существуют признаки [26], в соответствии с которыми классифицируются преобразователи. С одной стороны, они выявляют различия в принципе действия различных преобразователей - кратных и некратных, а с другой -основные «инженерные» особенности схем, существенные при решении вопроса о применении их в конкретных случаях [70].

Одним из важнейших требований, предъявляемых к преобразователю, является либо синусоидальная форма входной и выходной величин, либо их ярко выраженный импульсный характер. В некоторых случаях требуется импульсная форма выходного напряжения при синусоидальном входном или наоборот.

Ряд схем удовлетворяет этим условиям без принятия каких-либо специальных мер, например без включения дополнительных фильтров или формирующих импульсных устройств [69]. Однако деление схем на кратные и некратные преобразователи, основанное исключительно на форме выходного и входного сигналов, было бы слишком условным. Всякий периодический процесс простой фильтрацией может быть преобразован в синусоидальный. Всякий синусоидальный, с помощью более или менее сложного устройства, может быть преобразован в импульсный произвольной формы (с кратным и некратным периодом).

К основным методам преобразования частот относят [68]:

преобразование частоты на основе временной задержки электрического сигнала;

преобразование частоты гармонических сигналов с использованием нелинейных элементов;

преобразование частоты на основе фазовой автоподстройки частоты.

Метод преобразования частоты на основе временной задержки

электрического сигнала (компенсационный метод) основан на временной задержке исходного однофазного сигнала с целью формирования многофазного сигнала и последующим выделением огибающей последнего, как показано на рисунке 1.2.

Рис. 1.2. Функциональная схема преобразователя частоты с временной задержкой [68]: 1 - схема ИЛИ для положительных полуволн напряжения; 2 - фильтр для выделения первой гармоники огибающей

Временные диаграммы, поясняющие принцип работы этой схемы показаны на рисунке 1.3 (огибающая выделена утолщенной линией).

Исходный однофазный сигнал и0(0 с помощью элементов временной задержки т преобразуется в многофазный сигнал ипт(1;), где п - необходимый коэффициент преобразования частоты. Оптимальное время задержки одного элемента выбирается из соотношения

т = Т / п, (1.1)

где Т - период исходного сигнала.

иу Игу/ \ а«/\ \ \ / \ \ 1 \ / \ \ ^

т гт\ зт\ /\ /\ / /

Рис. 1.3. Временные диаграммы функциональной схемы умножителя частоты с

временной задержкой [68]

Смешивание сигналов от каждой фазы и выделение максимального в данный момент времени значения напряжения для положительных полуволн осуществляется с помощью схемы ИЛИ. Огибающая этих максимальных значений напряжения изменяется с частотой в п раз больше, чем частота исходного сигнала. Необходимая спектральная частота выходного сигнала обеспечивается фильтром.

Метод преобразования частоты гармонических сигналов с использованием нелинейных элементов искажающего типа основан на искажении формы гармонического сигнала при прохождении последнего через нелинейный элемент. В результате такой операции в спектре исходного сигнала появляются составляющие, кратные основной частоте. Амплитуда и фаза гармонических составляющих зависит от формы искаженного сигнала и, следовательно, от формы основной характеристики нелинейного элемента. Нелинейные элементы бывают активными и реактивными. В активных элементах используется нелинейность вольт-амперной характеристики (ВАХ), а в реактивных - вольт-фарадных (ВФХ) и ампер-веберных (АВХ) характеристик. В активных и реактивных элементах имеется возможность реализовывать необходимую нелинейность методами схемотехнических решений и, тем самым, оптимизировать энергетические параметры преобразования частоты.

Спектральная чистота выходного сигнала обеспечивается методом частотной селекции (частотные фильтры), компенсационным методом и их комбинацией.

На рисунке 1.4 показан один из вариантов функциональной схемы балансного аналогового умножителя частоты с выделением нечетных гармонических составляющих.

Рис. 1.4. Вариант функциональной схемы балансного аналогового умножителя частоты с выделением нечетных гармонических составляющих [20]: 1 - инвертор; 2 - нелинейный элемент; 3 - корректор характеристики нелинейного элемента; 4 - дифференциальный каскад; 5 - фильтр

Два противофазных сигнала, полученных с помощью инвертора 1, проходят каждый через нелинейный элемент 2 и нагрузку Ян. На резисторах нагрузки четные гармонические составляющие находятся в противофазе и вычитаются относительно входов дифференциального каскада 4, а нечетные гармонические составляющие синфазны и поэтому происходит их суммирование. Корректор характеристики 3 задает рабочую точку на нелинейном элементе в соответствие с номером гармонической составляющей и корректирует характеристику в пределах рабочего участка.

Частотный фильтр 5 выделяет выходной сигнал от продуктов преобразования частоты (осуществляется частотная селекция), связанных с отличием характеристик нелинейных элементов, и нечетных гармонических составляющих с номером, отличным от требуемого.

Для преобразования частоты в кратное и некратное число раз распространены преобразователи, действие которых основано на использовании фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) [40, 71, 72]. Данный

принцип используется в устройствах синтезаторов частот [73 - 75]. Структурная схема такого умножителя показана на рисунке 1.5.

ФД

ДЧ

А / \ / У \ ГУН

V/

I

Рис. 1.5. Структурная схема умножителя с использованием фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) [40]: ФД - фазовый детектор; ДЧ- делитель частоты; ГУН - генератор управляемый напряжением; ФНЧ - фильтр низкой

частоты

В схеме имеется генератор, частота которого управляется напряжением. Частота этого генератора составляет пГ, где п может быть равно любому целому значению вплоть до несколько тысяч. Частота ГУН делится на п с помощью делителя частоты ДЧ и подается на фазовый детектор ФД, куда поступает также исходная частота Г. В фазовом детекторе происходит сравнение фаз этих колебаний и вырабатывается сигнал ошибки, который проходя через фильтр нижних частот ФНЧ, подстраивает ГУН, что уменьшает сигнал ошибки. В результате частота ГУН оказывается кратной исходной частоте. Такие преобразователи частоты обеспечивают подавление побочных колебаний на 90 дБ и более. Умножение с помощью ФАПЧ частоты сигнала, генерированного методом прямого цифрового синтеза (БОБ), является простым и недорогим методом получения сигналов дециметрового и сантиметрового диапазонов, но преимущества, которые дает синтез, будут утрачены

практически по всем параметрам, включая значение фазового шума, время перестройки частоты, разрешение по частоте и свободный от гармоник динамический диапазон (8ГПЯ). Применяется комбинация блоков ОББ/ФАЛЧ/

смеситель/фильтр, уменьшающая потери качества сигнала, вследствие чего,

эффективность преобразования существенно снижается. Сложность и цена

такой многокаскадной системы могут быть неприемлемы [67]. На рис. 1.6

приведена детекторная характеристика наиболее применяемых ФД.

т)

А вис ■

----^яну: тлт

37Г\ -Я" 71

V ! У

\ Я \ 71 /Зл-

2

Рис. 1.6. Детекторная синусоидальная характеристика фазового детектирования перемножающего и коммутирующего аналогового амплитудно-

фазового детектора

При всем многообразии преобразователей, в основу которых заложен принцип ФАПЧ [66, 70, 71, 75, 76], [73, 74, 77, 78], [79], доступны пользователю в виде готовых дискретных микросхем [71], имеют малые размеры, малую потребляемая мощность и фазовый шум, высокие частотное разрешение и скорость настройки, достаточно низкую стоимость, что делает их незаменимыми в миниатюрных трансиверах, сотовых телефонах, терминалах спутниковой связи и возможность реализации в виде 1Р - модулей. Как показали исследования [80], [69, 81, 82], [77], [83 - 85], вопросы преобразования входного смешанного (полигармонического) сигнала в устройствах на МОП-транзисторах раннее не обсуждалась, а затрагивались общие моменты относительно вопросов реализации устройств преобразования с заданными параметрами. При построении широкодиапазонных преобразователей в технологическом базисе с субмикронными и глубоко субмикронными топологическими нормами необходимо рассмотреть работу компонента структуры в режиме преобразования частоты входного сигнала, с

целью выявления характеристик выходных параметров при преобразовании, в зависимости от режима работы. Решение такой задачи возможно провести на примере КМОП - технологического базиса, и позволит решить задачу повышения энергетики преобразовательного процесса при изменение технологических норм для МОП-структур с субмикронными и глубоко субмикронными топологическими нормами.

1.2 Способы реализации бесфильтровых преобразователей частоты

Бесфильтровые УЧ реализуются с использованием компенсационного способа подавления побочных гармоник и применением НЭ искажающего типа с оптимальными характеристиками. При компенсационном способе подавления побочных гармоник входной сигнал частоты со с помощью расщепителя фазы преобразуется в N колебаний частоты со с начальными фазовыми сдвигами

■ 2/г; п = 1,2, ..., N, которые поступают на N нелинейных элементов. На

выходе каждого из этих N элементов образуется спектр, содержащий гармоники neo начальная фаза которых умножается в соответствующее число раз и находятся с определенными фазовыми сдвигами. Поэтому при сложении откликов отдельных НЭ формируется результирующий отклик, который содержит лишь составляющие с частотой Neo и ее высшие гармоники 2Nco, 3Nco ит. д.

На выходе УЧ в спектре выходного колебания отсутствуют побочные гармоники в том случае, когда максимальная степень полиномиальной характеристики НЭ менее 3N. Кроме этого необходимо создать НЭ с характеристиками, описываемыми полиномами Чебышева.

Наиболее целесообразно идеальный УЧ выполнить с кратностью преобразования N=2 [43] компенсационным методом с использованием нелинейных элементов с квадратичной характеристикой, спектр которых содержит только две частоты: входную со и выходную 2со. Такие характеристики имеют варакторы с резким р-п-переходом, работающем в

барьерном режиме и технологически реализуемом с высокой точностью требуемой нелинейности вольт-фарадной характеристики, а также полевые транзисторы с МОП структурой и управляющим р-п переходом, проходная характеристика которых также квадратичная.

Практическое применение в качестве широкополосных устройств находят также и транзисторные преобразователи частоты с N=2, построенные с использованием компенсационного способа подавления побочных гармоник.

В частности такие УЧ реализуется по двухтактной схеме на биполярных транзисторах, приведенной на рисунке 1.7.

* Ее

Рис. 1.7. УЧ построенные по двухтактной схеме на биполярных

транзисторах [21]

В этой схеме возбуждающие напряжения иб и иб подаются на транзисторы VT1 и VT2 в противофазе. Расщепление фазы входного напряжения осуществляется трансформатором Т1. Для оптимальной работы необходимо реализовать в транзисторах угол отсечки 9 = 90°, когда Ес = Е (Е -напряжение отсечки транзисторов).

По выходу транзисторы VT1 и VT2 включены синфазно. Поэтому результирующий ток /V, представляющий сумму токов первого и второго транзисторов, с помощью трансформатора Т2 передается в нагрузку. Поскольку первая и другие нечетные гармоники токов VT1 и VT2 сдвинуты по фазе на ф = 180°, то в спектре выходного тока остаются только вторая и другие четные гармоники. В этой схеме уровень четвертой гармоники достаточно высок, поскольку характеристика БТ сильно отличается от квадратичной, а для полной

компенсации нечетных гармоник необходима и идентичность характеристик транзисторов УТ1 и УТ2.

Кроме этого в этом устройстве используются и ферромагнитные трансформаторы, выполненные в виде катушек индуктивности, которые не технологичны, т.к. не реализуются по интегральной технологии. Таким образом, в этой схеме, включенной по схеме с ОЭ, высок уровень побочных гармоник. Схема является и низкочастотной и низкоэффективной с точки зрения преобразования, поскольку в БТ инерционность проявляется на низких частотах.

1.2.1 Варакторные УЧ

В варакторных умножителях частоты (ВУЧ) нелинейным элементом является варактор - полупроводниковый диод с р-п- переходом, имеющим нелинейную вольт-кулонную характеристику суммарной емкости (барьерной и диффузной) [86].

В идеальном случае варактор можно считать емкостью, не имеющей потерь, поскольку протекающий через нее ток не содержит постоянной составляющей. Поэтому преобразование входной мощности Рю со входа на выход осуществляется без потерь в соответствии с соотношением Мэнли-Роу Рш = -РПо) [54], (РМю - мощность в нагрузке на выходной частоте).

Таким образом, следует, что КПД идеального варакторного УЧ составляет 100 %, что является его существенным преимуществом по сравнению с диодными и транзисторными УЧ. Кроме того, ВУЧ могут работать как при достаточно больших уровнях мощностей (режим открывания), так и при малом уровне мощности в широкой полосе частот. Типовая структурная схема варакторного УЧ первого типа приведена на рисунке 1.8.

В этой схеме с помощью генератора напряжения е(1;) и полосового фильтра ПФ1 во входной цепи создается гармонический ток ^(1:). Для создания токового управления варактора \П)1 необходим источник е(1;) с малым внутренним

сопротивлением R¡. При этом полосовой фильтр ПФ1 на частоте со должен иметь малое сопротивление. Такую функцию обычно выполняет последовательный LC-контур.

Для выделения составляющей тока iN(t) N-ой гармоники используется полосовой фильтр ПФ2, настроенный на частоту Neo. На нагрузке ZH выделяется мощность N-ой гармоники. Для частоты со этот контур имеет большое сопротивление. Режим работы варактора VD1 задается источником напряжения смещения Ес и амплитудой напряжения генератора e(t). При этом возможен как режим частичного открывания, так и барьерный режим.

Рис. 1.8. Типовая структурная схема варакторного УЧ [25]

В режиме частичного открывания р-п перехода, когда определяющей является диффузионная емкость, кулон-вольтную характеристику с большой точностью можно аппроксимировать кусочно-линейной зависимостью, которая, как известно, создает очень богатый спектр, что требует для выделения требуемой гармоники с малым уровнем побочных колебаний высокоизбирательных полосовых фильтров. Поэтому такой режим работы ВУЧ является узкополосным.

В барьерном режиме емкость закрытого р-п-перехода от приложенного напряжения аппроксимируется зависимостью [ 17]

г

С (и) = Свс

(1.2)

V <РК

где Сво - емкость р-п перехода при напряжении смещения Ес; фк - контактная разность потенциалов (срк = 0,3...0,5 В); у - коэффициент нелинейности, у = 1/3 для диффузионной технологии, у = 1/2 для сплавной технологии, у > 1 сверх резкий переход.

При реализации ВУЧ по схеме рисунка 1.7 при любом из указанных значений у образуются гармоники с N = 2, 3 и др. Поэтому для выделения требуемой гармоники также требуются полосовые фильтры, что сказывается на ограничении частотного диапазона преобразователя и накладывает также ограничения при реализации устройств в интегральной технологии. Однако уровень этой гармоники с заданным порядком ниже, чем в режиме частичного открывания. При этом наименьший уровень побочных гармоник образуется для варактора с у = 0. Основной областью рабочих частот ВУЧ является СВЧ диапазон, в котором эффективность транзисторных УЧ резко уменьшается.

1.2.2 Широкодиапазонные преобразователи частоты

Принципиальная схема широкодиапазонного преобразователя частоты на полевых транзисторах (ПТ), реализованного по схеме с общим истоком с характеристикой, описываемой полиномом Чебышева второй степени, приведена на рисунке 1.9 [87].

Ел

Рис. 1.9. Принципиальная схема парафазного усилителя, с характеристикой, описываемой полиномом Чебышева второй степени [87]

Устройство состоит из транзистора УТ1 и обеспечивающего противофазное питание транзисторов УТ2 и УТЗ, образующих двухтактный каскад, работающий в режиме с отсечкой 9 = 99° и на общую нагрузку 118. При поступлении на вход устройства гармонического сигнала с частотой со на выходе его получим

(1.3)

где (3 - коэффициент, характеризующий усилительные свойства полевого транзистора;

11з - амплитуда напряжения входного сигнала.

Переменная составляющая выходного тока создает на 118 напряжение с удвоенной частотой, которое можно подавать на следующий удвоитель. Основным достоинством такого умножителя частоты является его простота, обусловленная отсутствием перестраиваемых фильтрующих систем, что открывает широкие возможности для интегрального исполнения.

В описываемом преобразователе частоты на ПТ возможно появление побочных составляющих, обусловленных следующими причинами: неидентичностью характеристик транзисторов; неравенством напряжений смещения пороговым напряжениям транзисторов; отклонением от квадратичной зависимости вольтамперных характеристик ПТ.

Если напряжения смещения выбрать равными напряжениям отсечки полевых транзисторов, то выражение для амплитуды побочных гармоник примет вид

2

где п = 1, 3, 5, 7 ... .

Для количественной оценки нелинейных искажений можно воспользоваться коэффициентом гармоник

со

16 (13,-13,) [ЗпГ_ (¡3,-(32) ^ 12 7г ((3] + (32) V 256 ((3[ + (32)

(1.5)

или

Кг = 0,5Л/ЗКа , (1.6)

где КА = (Р} ~Р2)/(^ ) - коэффициент асимметрии, характеризующий

степень неидентичности ветвей синтезированной характеристики устройства.

Выражение (1.6) имеет важное практическое значение, так как позволяет определить, с каким разбросом по параметру (3 нужно подбирать транзисторы, чтобы коэффициент нелинейных искажений умножителя частоты на ПТ не превысил допустимый уровень.

Если амплитуды напряжений, прикладываемых к затворам транзисторов в противофазе, не равны друг другу, то выражение для амплитуды п-ой побочной гармоники в этом случае примет вид

2

Отсюда видно, что нелинейные искажения, обусловленные неидентичностью характеристик ПТ, исчезают при (З^з! = [32и2з2-

Таким образом, умножитель частоты на ПТ, не имеющий фильтрующих систем, конструктивно прост и легко реализуем в интегральном исполнении. Нелинейные же искажения, обусловленные неидентичностью характеристик транзисторов и неравенством напряжений смещения напряжениям отсечки ПТ, устраняются симметрированием схемы путем соответствующего подбора сопротивлений в цепях нагрузки парафазного усилителя и напряжения смещения на затворах транзисторов УТ2 и УТЗ.

Для реализации широкополосных преобразователей частоты на ПТ могут использоваться как МОП - транзисторы, так и полевые транзисторы с управляющим р-п-переходом. Необходимо также отметить, что они имеют более низкий уровень побочных гармоник, более высокую температурную

стабильность параметров, а также более низкий уровень теплового шума по сравнению с устройствами, выполненными на БТ. Поэтому УЧ на ПТ могут, при реализации с применением современных технологий быть конкурентно способными на практике [88].

Таким образом, широкодиапазонные УЧ на ПТ [89], выполненные по схеме с общим затвором, работают в широкой полосе частот вплоть до граничных частот транзисторов по крутизне, которые для современных ПТ составляют единицы гигагерц. Кроме этого за счет обратной связи в этой схеме уровень побочных гармоник как минимум на 15 - 20 дБ ниже по сравнению с устройствами, выполненными по схеме с общим истоком.

Схемы удвоения частоты с бесфильтровым выделением полезного сигнала достаточно просто реализуются с помощью балансных перемножителей сигналов. Функциональная схема одного из вариантов такой реализации показан на рисунке 1.10. При умножении частоты входы ис и иг объединяются.

Рис. 1.10. Балансный перемножитель сигналов на принципе нормировки тока и

резонансной нагрузкой [90]

+Еп

Для более глубокого подавления ненужных продуктов преобразования применяют двойные балансные перемножители, а также перемножители с более высокой степени балансироки. В этом случае можно обойтись без частотно-избирательных узлов и получать подавление паразитных гармонических составляющих до 40 дБ. Недостаток - использование ферромагнитных компонентов (трансформаторов), что резко снижает технологичность устройства. Вариант практического исполнения удвоителя частоты приведен на рисунке 1.11. В этом случае можно обойтись без частотно-избирательных узлов и получать подавление паразитных гармонических составляющих до 40 дБ.

Рис. 1.11. Электрическая схема двойного балансного перемножителя [87]

Вариант практического исполнения удвоителя частоты приведен на рисунке 1.12.

Выход т -> 10sin2<ot

Рис. 1.12. Схема бесфильтрового удвоителя частоты

Основные электрические параметры устройств преобразования частоты приведены в таблице 1.1

Таблица 1.1

Номенклатура смесителей сигналов различных фирм

производитель Число моделей Типы смесителей* Виды приложений* Диапазон частот RF/LO. ГГц Диапазон мощностей на порте LO¡ дБмВт Диапазон рабочих температур, Интернет-адрес

fnphi Corp. il»! i 111 "'I-i ч-М 0...25 -25...-7 -55...+125 wwx.tnptn-corp.com

Peregrine Semiconductor Corp. 15 ДБ ■V .¡V 0,001...6 ....+33 -55...+1Ш www. pe^egrine-semi.com

RF Micro Devices 22 ДБ, ТБ 0.5... 2.5 +5...+19 -40...+85 www.rfmd.com

-.'.v.-. Ï-. j.-. 28 ДБ. ТБ КМ 0,001.„2,4 +1Û...+21 -40 ...+85 WWW. W;. С ОТ!

■,:.■!■■ V :.■ 50 ЩЩЩ Ш-МЧ 0....+18 ] -40. ..+85 wwv.ansren.com

MITEQ 54 ДБ, ТБ, ОП, КМ 0,5 ..40 -1Û...+26 -55...<00 mw.miteq.com

t... v—-.-„■:, '-s 65 _ ДБ _ lieiilli 0,0:...6 -3...+6 www.sirei za.com

Hitt'te Microwave Corp, 67 or КМ, ПН ОД.,42 -27 -55..,-125 www.hfttite.com

:11ЙЙ1Г| lili III: i lls III ОП, ПН, 0,013-3 +7...+17 0...+50 www.miiliiech.com

Marks M¥ 150 ДБ •СМ. ОП, БМ. >М, ПЗ, ПН 0.005...65 - ■ -, -40...+85 www.martómw.com

ПИШИ Д5 ТБ iiiiir -55..-100 www.macom.com

Puisâr VicrPAîve Corp . - - ОП. Ъ'А. <Ы 0...-S -17,.,-27 -25...+85 www. du isarnacrowave com

М. ОП. БМ

0П, БЫ

O.S.. о .

i

Si

illü -40.

Ill

.+85

wa«v synergymwave cam

Synergy M'crowave Cora. J 505 |ДБ T5 СГ ОП, БУ ] 0 42 _ +1...+27 " ДБ - с двойной бзлйнс^озюй: ТБ - с jpctVcí? баламо'рс-Егой Г - гаруомкозый- СГ - еубгаржщцогъ'й; h М - *вздрат,р*>ьй мощлотор/деыс-дуляп®' ОП - арчопоюсрш уо^лятр/дею^утятсо с порзвлеьи?,*зшаль^ой погосы. - бьъзачы? деь^паюСг'ыР мад гяюр'¿еьчкулчюи ЕЕ ,{rart End} - преобразователь часом с малом,^mhi» усхпгтеле» пс я од, RF; ПВ - чреобразсват&чь uзстсты веер* ПН - поесоразоаатеяь частота еч,!з; < N - </мчо*ишь частоты; +М - деятель часты.

Умножители частоты компании MITEQ характеризуются большой шириной полосы пропускания в микроволновом диапазоне частот,

разнообразными вариантами кратности и законченным конструктивным

исполнением. Основные характеристики этих устройств - кратность умножения частоты М", значения входной Рвх и выходной Р вых мощности, коэффициент передачи сигнала по мощности, уровень паразитных спектральных компонент умноженной частоты на входе кп вх , уровень паразитных спектральных компонент входной частоты на выходе к п вх. Многие модели являются активными, т. е. на входе или на выходе узла умножения частоты предусмотрен встроенный широкополосный усилитель, что значительно улучшает технические характеристики каскада. В частности, за счет такого комплексного исполнения уровень внеполосных паразитных гармонических компонент на входе и выходе снижается до 50 дБ, неравномерность уровня мощности по диапазону уменьшается до 1 дБ, а коэффициент передачи по мощности повышается (рис. 1.13).

Рис. 1.13. Частотные характеристики выходной мощности (а) и уровня паразитных спектральных компонент (б) широкополосного удвоителя частоты модели МАХ2М010060 при входной мощности 10 дБмВт

1.2.3 Преобразователи частоты на синтезированных нелинейных реактивных элементах

Возможности применения синтезированных нелинейных реактивных элементов (СНРЭ) для целей умножения частоты исследованы в [32]. Предложенный способ умножения частоты, так же как умножение с помощью варакторов, является наиболее эффективным с энергетической точки зрения, так как потенциально позволяет преобразовывать энергию без потерь.

При использовании в реактивных элементах накопителей с линейными элементами, мощности, выделяемые на нагрузке, представляют собой мощности колебаний на нелинейном элементе [15, 91, 92]. Они совладают с соответствующими мощностями во входном (для первой гармоники) и нагрузочном (для т-ой гармоники) контурах лишь при некоторых специальных видах линейных цепей, в частности, для схемы рис. 1.14. Преобразователь частоты, в данном случае, содержит несколько нелинейных двухполюсников. В этом случае преобразование мощности для схемы в целом будет определяться совместным действием всех нелинейных элементов.

Устройство (рис. 1.14), представленное на примере двухтактной схемы удвоителя частоты, работает в диапазоне сравнительно низких частот [27]. Особенно часто ее используют для удвоения частоты, например, в системах связи. Для расчета таких устройств можно воспользоваться известными соотношениями теории диодных преобразователей частоты [26].

ТО1

Похожие диссертационные работы по специальности «Твердотельная электроника, радиоэлектронные компоненты, микро- и нано- электроника на квантовых эффектах», 05.27.01 шифр ВАК

Заключение диссертации по теме «Твердотельная электроника, радиоэлектронные компоненты, микро- и нано- электроника на квантовых эффектах», Сумин, Андрей Михайлович

ОСНОВНЫЕ ВЫВОДЫ И РЕЗУЛЬТАТЫ

В настоящей диссертации изложена научно-техническая разработка, обеспечивающая решение важных задач - разработка методик проектирования преобразователей частоты в интегральном исполнении.

В диссертации получены следующие научные и технические результаты:

1. С использованием синтезированных нелинейных реактивных элементов разработана новая методика преобразования сигнала входной частоты, заключающаяся в подавлении постоянной составляющей тока в спектре выходного сигнала. Подавление постоянной составляющей в спектре выходного сигнала составляет порядка 50-70дБ.

2. Разработана новая принципиальная электрическая схема параметрического преобразователя частоты гармонических колебаний с широкополосно-стью 1,5 декады без перестройки параметров структурных элементов на примере умножителя с кратностью N=2, заключающаяся в использовании синтезированных нелинейных реактивных элементов в субмикронном базисе.

3. Разработан СФ блок преобразователя частоты без колебательных систем на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов и его топологическое представление в универсальном формате базы данных GDSII для САПР Cadence, Synopsys, Mentor Graphics в технологическом базисе ХН035, и выполняющий функцию умножения с кратностью N=2.

4. Разработана методика расчета преобразования частоты на МОП-транзисторах в субмикронном и глубоко субмикронном базисах, заключающаяся в нахождении предельных значений выходного тока преобразованной частоты в зависимости от технологии производства МОП-транзисторов, режима его работы и амплитуды входного воздействия.

5. Разработаны алгоритм и программа расчёта предельных величин комбинационной спектральной составляющей выходного тока МОП-транзистора для технологического базиса с заданными топологическими нормами.

6. Разработанная методика реализована при использовании технологических базисов ХС06, ХС035, ХС018, ОРБКО()9, а также подтверждена экспериментально. Установлен характер изменения постоянной составляющей и максимальных значений комбинационной компоненты выходного тока при некратном преобразовании частоты на МОП-транзисторе с каналом п-типа от режима его работы. В частности, для типовых проектных норм изменение технологии МОП-транзистора от ХС06 к ХС035, ХС018, ОРБКО()9 за счёт изменения длины канала структуры приводит к росту переменной комбинационной компоненты промежуточной частоты в разы, десятки раз, сотни раз соответственно. Поставленная задача решена в общем виде, поэтому разработанная методика пригодна для технологических процессов, удовлетворяющих требованиям субмикронного базиса.

Список литературы диссертационного исследования кандидат технических наук Сумин, Андрей Михайлович, 2011 год

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. А. с. 736294 (СССР). Устройство для умножения частоты в п раз с однофазным выходом / О. П. Новожилов, опубл. в Б. И. 1980. № 19.

2. А. с. 1116522 (СССР). Умножитель частоты / М.П. Крылов, Ю.А. Мерз-лов, О.П. Новожилов, опубл. в Б. И. 1984. № 36.

3. А. с. 1171926 (СССР). Умножитель частоты / О.П. Новожилов, опубл. в Б. И. 1985. №29.

4. А. с. 1248010 (СССР). Статический удвоитель частоты / О.П. Новожилов. опубл. в Б. И. 1986. № 28.

5. А. с. 1249673 (СССР). Удвоитель частоты / О.П. Новожилов, опубл. в Б. И. 1986. № 29.

6. А. с. 1264298 (СССР). Умножитель частоты / О.П. Новожилов, опубл. в Б. И. 1986. №38.

7. А. с. 1322406 (СССР). Умножитель частоты / О.П. Новожилов, опубл. в Б. И. 1987. №25.

8. А. с. 1385242 (СССР). Умножитель частоты / М.И. Бочаров, О.П. Новожилов. опубл. в Б. И. 1988. № 12.

9. Пат. 2292629 Российская Федерация, МКИ НОЗВ 19/00. Гармонический умножитель частоты / A.M. Бочаров, А.И. Мушта, О.П. Новожилов. -№2005121752/09; заявл. 11.07.2005; опубл. 27.01.2007; Бюл. № 3.

10. Пат. 2380822 Российская Федерация, МПК НОЗВ 19/00. Гармонический умножитель частоты / О.П. Новожилов, М.И. Бочаров, Ю.С. Балашов, А.И. Мушта, A.M. Сумин, Ю.В. Худяков; № 2008100892/09; заявл. 09.01.2008; опубл. 27.01.2010. Бюл. №3.

11. Богаченков А. Н. Исследование энергетических режимов ферромагнитных умножителей частоты: дис. канд. техн. наук / А. Н. Богаченков. М. 1985. 256 с.

12. Бочаров М. И. Исследование ферритовых умножителей частоты: дис.

канд. техн. наук / М.И. Бочаров. Воронеж. 1975. 175 с.

13. Мушта А. И. Исследование оптимальных энергетических режимов работы умножителей и делителей частоты на полупроводниковых нелинейных ёмкостях: дис. канд. техн. наук / А.И. Мушта. Воронеж. 1974. 174 с.

14. Новожилов О. П. Анализ некоторых схем на барьерной емкости р-п-перехода, предназначенных дли использования в радиоаппаратуре низовой связи: дис. канд. техн. наук / О.П. Новожилов. JI. 1967. 164 с.

15. Новожилов О. П. Преобразование параметров гармонических колебаний с помощью нелинейных реактивных элементов: дис. докт. техн. наук /О.П. Новожилов. М.: 1988. 456 с.

16. Оявээр Х.-М. Р. Исследование и усовершенствование передачи энергии в магнитных удвоителях частоты: дис. канд. техн. наук / Х.-М. Оявээр Р. -Таллин. 1972. 176 с.

17. Плавский JI.T. Исследование широкополосных умножителей частоты на нелинейной емкости р-п-перехода: дис. канд. техн. наук /Л.Г. Плавский. Новосибирск. 1973. 175 с.

18. Тетдоев К. Т. Разработка и исследование схем умножения частоты на варикондах для электроснабжения сельскохозяйственных потребителей: дис. канд. техн. наук / К.Т. Тетдоев. М.: 1973. 162 с.

19. Бамдас A.M. Аналоговое моделирование исполнительных ферромагнитных устройств / A.M. Бамдас, О.П. Разуваев, C.B. Шапиро. М.: Наука. 1975. 440 с.

20. Бруевич А. Н. Умножители частоты / А.Н. Бруевич // М.: Советское радио. 1970. 248 с.

21. Загрядцкий В.И. Многофазные удвоители частоты / В.И. Загрядцкий, Н.И. Кобыляцкий, В.Г. Шевчик. Кишинев: Картя молдованяскэ. 1976. 96 с.

22. Задерей Г. П. Многофункциональные магнитные радиокомпоненты / Т.П. Задерей // М.: Советское радио. 1980. С.137.

23. Каганов В. И. Транзисторные радиопередатчики / В.И. Каганов. М.:

Энергия. 1976. 448 с.

24. Казарновский Д. М. Емкостные преобразователи частоты / Д.М. Казарновский. М.: Энергия. 1968. 108 с.

25. Красноголовый Б.Н. Варакторные умножители частоты / Б.Н. Крас-ноголовый, Л.Г. Плавский. Минск: Изд-во БЕУ. 1979. 288 с.

26. Каплан А.Е. Параметрические генераторы и делители частоты / А.Е. Каплан, Ю.А. Кравцов, В.А. Рылов // М.: Советское радио. 1966. С. 335.

27. Ризкин И.Х. Умножители и делители частоты / И.Х. Ризкин. М.: Связь. 1976. 328 с.

28. Рожанский JI.JI. Статические электромагнитные преобразователи частоты / JI.JL Рожанский. М.: Еосэнергоиздат. 1959. 95 с.

29. Бамдас A.M. Ферромагнитные умножители частоты/ A.M. Бамдас, И.В. Блинов, Н.В. Захаров, C.B. Шапиро. М.: Энергия. 1968. 176 с.

30. Еремин С.А. Полупроводниковые диоды с накоплением заряда и их применение / С.А. Еремин, O.K. Мокеев, Ю.Р. Носов // М.: Советское радио. 1966. С. 152.

31. Пильдон В.И. Полупроводниковые умножительные диоды / В.И. Пильдон. М.: Радио и связь. 1981. 136 с.

32. Бочаров М.И. Умножение частоты на синтезированных нелинейных реактивных элементах / М.И. Бочаров, О.П. Новожилов // Радиотехника. 1987. №3. С. 15-18.

33. Луценко А.Л. Ферритовый удвоитель частоты с эффективностью 60% / А.Л. Луценко, Е.А. Мелков // Радиотехника и электроника. 1973. Т. 18. № 11. С. 2284-2287.

34. Новожилов О.П. Умножители частоты на синтезированных нелинейных реактивных элементах / О.П. Новожилов // Электричество. 1988. № 5. С. 68-73.

35. Новожилов О.П. Идентификация нелинейных четырехполюсников / О.П. Новожилов // Электричество. 1998. № 10. С. 62-69.

36. Новожилов О.П. Идентификация нелинейных элементов при гармоническом воздействии с переменной амплитудой / О.П. Новожилов // Изв. вузов Радиоэл-ка. 1986. № 7. С. 86-88.

37. Новожилов О.П. Идентификация нелинейных элементов по одной гармонике отклика / О.П. Новожилов // Радиотехника и электроника. 1987. № 4. С. 792-796.

38. Новожилов О.П. Интегральные методы идентификации нелинейных элементов / О.П. Новожилов // Электронное моделирование. 1987. № 5. С. 3540.

39. Новожилов О.П. Применение частотного метода для описания характеристик нелинейных элементов / О.П. Новожилов // Электронное моделирование. 1991. № 1. С. 39-44.

40. Egan, William F. 2000. Frequency Synthesis by Phase-lock, 2nd Ed., John Wiley & Sons, ISBN 0-471-32104-4.

41. Немудров В.Г. Основные проблемы, задачи и этапы формирования современной инфраструктуры проектирования СБИС «система на кристалле» / В.Г. Немудров // Электронная промышленность. 2003. № 1. С. 24-27.

42. Немудров В.Г. Проблемы разработки сверхбольших интегральных схем типа «система на кристалле» / В.Г. Немудров, И.В. Малышев // Системы и средства связи, телевидения и радиовещания. 2002. № 1,2. С.33-34.

43. Немудров В.Г. Состояние и перспективы отечественных разработок СБИС типа «система на кристалле» / В.Г. Немудров, И.В. Малышев // Системы и средства связи, телевидения и радиовещания. 2003. № 2. С.56-57.

44. Немудров В.Г. Системы на кристалле. Проектирование и развитие / В.Г. Немудров, Г. Мартин. М.: Техносфера. 2004. 212 с.

45. Open Core Protocol International Partnerhip. - Режим доступа: hhtp//ocpip. org/home.

46. Евтушенко Н.Д. Методология проектирования «систем на кристалле». Основные принципы, методы, программные средства / Н.Д. Евтушенко, В. Г.

Немудров, И. А. Сырцов // Электроника. Наука. Технология. Бизнес. 2003. № 6. С.135-136.

47. Иванов А. САПР фирмы Cadence. Общий обзор / А. Иванов // Электроника. Наука. Технология. Бизнес. 2003. № 5. С. 43-45.

48. Кравченко В. САПР компании Synopsys. Основные средства и возможности САПР / В. Кравченко, Д. Радченко // Электроника. Наука. Технология. Бизнес. 2003. № 4. С.35-38.

49. Шагурин И. IP-блок для реализации функций управления в составе СБИС класса типа «система на кристалле» / И. Шагурин, А. Родионов // Электронные компоненты. 2007. № 1. С. 84-91.

50. Пахолков Р. Современная система на кристалле - основа успешного продукта / Р. Пахолков, В. Мозолевский // Современная электроника. 2007. № 6. С. 95-98.

51. Virtual Socket Interface Alliance. - Режим доступа: hhtp //www.vsia.org.

52. The Virtual Component Exchange. - Режим доступа: hhtp//www.thevcx.com.

53. Thompson S., Packan P., Bhor M. MOS scaling: Transistor challenges for the 21st century. Intel Tech. J. 1998. Vol. Q3. P. 1-19.

54. Manly J.W. Some general properties of nonlinear elements. General energy relations / H.E.Rowe, J.W. Manly. Proc. JRE. 1956. v. 44. №7. pp. 904-913.

55. Боголюбов H.H. Асимптотические методы в теории нелинейных колебаний / Н.Н.Боголюбов, Ю.А. Митропольский. М.: Физматгиз. 1959.408 с.

56. Гоноровский И.С. Радиосигналы и переходные явления в радиоцепях. /И.С. Гоноровский. М.: Связь-издат. 1959. 326 с.

57. Бруевич А.Н. Спектры в умножителях частоты / А.Н. Бруевич // Радиотехника и электроника. 1962. т.7. №7. С.1082-1090.

58. Харкевич A.A. Нелинейные и параметрические явления в радиотехнике. / А.А Харкевич М.: Гос-техиздат. 1956. 184 с.

59. Уткин Г.М. Проектирование радиопередающих устройств СВЧ.

Учебн. пособие для ВУЗов / Г.М.Уткин, М.В. Благовещенский, В.П. Жуховиц-кая. М.: Сов. радио. 1979. 320 с.

60. Данилов JI.B. Теория нелинейных электрических цепей. /JI.B. Данилов, П.Н. Матханов, Е.С. Филлипов. Энергоатомиздат. Ленинградское отд-е. 1990. 256 с.

61. Калабеков Б.А. Методы автоматизированного расчета электронных схем в технике связи: Учебн. пособие для ВУЗов. / Б.А. Калабеков, В,Ю. Лапи-дус, В.М. Малафеев. М.: Радио и связь. 1990. 272 с.

62. Гассанов Л.Г. Твердотельные устройства СВЧ в технике связи /Л.Г. Гассанов, А.А. Липатов, В.В. Марков, Н.А. Могильченко. М.: Радио и связь. 1988.288 с.

63. Розанов Б.А. Приемники миллиметровых волн / Б.А. Розанов, С.Б. Розанов М.: Радио и связь. 1989. 168 с.

64. Maas S.A. Nonlinear Microwave circuits / Maas S.A. 1988. 480 p.

65. Ратхор T.C. Цифровые измерения. Методы и схемотехника / Т.С. Рат-хор. М.: Техносфера. 2004. 376 с.

66. Фомин Н.Н. Радиоприемные устройства: Учебник для вузов / Н. Н. Фомин, Н. Н. Буга, О. В. Головин. 3-е издание, стереотип. М.: Горячая линия. Телеком. 2007. 520 с.

67. Тимофеев В.Н. Аналоговые перемножители сигналов в радиоэлектронной аппаратуре / В.Н. Тимофеев, Л.М. Величко, В.А. Ткаченко. М: Радио и связь. 1982. 112с.

68. Ногин В.Н. Аналоговые электронные устройства: учеб. пособие для вузов / В.Н. Ногин. М.: Радио и связь. 1992. - 304 с.

69. Шарапов Ю.И. Сравнительные характеристики преобразований с повышением частоты входного сигнала без комбинационных составляющих при постоянной и перестраиваемой частотах гетеродина / Ю.И. Шарапов // Радиотехника №3. 2011г.С.90-96.

70. Колосовский Е. А. Устройства приема и обработки сигналов. Учебное

пособие для вузов / Е.А. Колосовский. M : Горячая линия-Телеком. 2007. 456 с.

71. Стариков О. Метод ФАПЧ и принципы синтезирования высокочастотных сигналов / О. Стариков // Chip News. 2001. NN 6-8. 10.

72. National Analog Products Databook. 2004 Edition.

73. Манассевич В. Синтезаторы частоты (теория и проектирование): пер. с англ. / В. Манассевич. М.: Связь. 1979. 384 с.

74. Gandhi D. Mixer Spur Analysis with Concurrently Swept LO, RF and IF: Tools and Techniques / D. Gandhi, C. Lyons // Microwave Journal. 2003. V. 46. № 5. May. P. 212.

75. Штрапенин E. Интегральные радиочастотные синтезаторы частоты с ФАПЧ National Semiconductor. / Г. Штрапенин. // Chip News. 2006 N7. 29-33.

76. Никитин Ю. Полный радиочастотный синтезатор с дробным коэффициентом деления ADF 4350. / Ю. Никитин, С. Дмитриев. // Электронные компоненты. №3. 2010. С.32.

77. Лобенстейн. Номограмма для расчета значений комбинационных частот // Электроника. 1973. Т. 46. № 16.

78. Шарапов Ю.И. Преобразование сигнала без комбинационных частот / Ю.И. Шарапов,Е.М. Крылов,Ю.П. Пантелеев. М.: ИПРЖР. 2001. 288 с.

79. Попов В.Н. Синтезаторы частот в технике радиосвязи. / В.Н. Попов, А. В. Рыжков. М.: Радио и связь. 1991.

80. Миронов М.А. Анализ работы диодного умножителя частоты некратного преобразования квантовых стандартов частоты / М. А. Миронов, С.Ю. Румянцев,О.П. Харчев // Электромагнитные волны и электронные системы. №1. 2009 г. С.37-42.

81. Мельников Ю.П. Методы оценки эффективности широкодиапазонного многоканально-функционального («матричного») приемника с многоступенчатым преобразованием частоты / Ю.П. Мельников, C.B. Попов // Электромагнитные волны и электронные системы. №3. 2009 г. С. 113-115.

82. Логинов В.И. Номограмма комбинационных частот - алгоритмиче-

ский подход с учетом преобразования на гармониках сигнала и гетеродина / В.И. Логинов // Радиотехника. №4. 2011 г. С. 104-106.

83. Логинов В.И. Номограмма комбинационных частот - алгоритмический подход / В.И. Логинов, С.А. Маркова // Радиотехника. 1989. № 1. С. 44 -46.

84. Логинов В. П. Алгоритмическая модель преобразователя частоты с учетом высоких порядков комбинационных помех /В.П. Логинов, С.С. Сухотин // Техника средств связи. 1984. № 9. С. 91 - 98.

85. Очков Д.С. Анализ влияния трактов преобразования частоты на паразитный набег фазы при прямом синтезе опорного СВЧ-сигнала / Д.С. Очков, Е.А. Силаев, И.С. Формальное // Радиотехника. №10. 2009 г. С. 115-121.

86. Берман Л.С. Введение в физику варикапов / Л.С. Берман. Л.: Наука. 1968. 180 с.

87. Херпи, М. Аналоговые интегральные схемы / М. Херпи; пер. с англ. М.: Радио и связь. 2007.

88. Каганов В.И. Транзисторные радиопередатчики / В.И. Каганов // М.: Энергия. 1976. С. 329-332.

89. Пат. 2257665 Российской Федерации, МКИ НОЗ В 19/06. Гармонический умножитель частоты / М.И. Бочаров. №2004106839/09; заявл. 09.03.2004; опубл. 27.07.2005; Бюл. № 21. 6 е.: ил.

90. Тимонтеев, В.Н.. Аналоговые перемножители сигналов в радиоэлектронной аппаратуре / В.Н. Тимонтеев, Л.М. Величко, В.А. Ткаченко. М.: Радио и связь. 2009.

91. Новожилов О.П. Аналоговые устройства на синтезированных нелинейных реактивных элементах: учеб. пособие / О.П. Новожилов. М.: МИЭМ, 1996. 160 с.

92. Бочаров М.И. Синтезированные нелинейные реактивные элементы и некоторые возможности их применения / М.И. Бочаров, О.П. Новожилов // Радиотехника. 1986. № 5. С. 29-31.

93. Page С. H. Frequency conversion relationship for positive nonlinear resistors. // Journal of Research of the NBS. 1956. v. 56. №4. p.179-182.

94. Cadence® Design Tools. Version 6.0. 2003. 546 c.

95. Wang S., An-Chang Deng. Delivering a Full-chip Hierarchical Circuit Simulation & Analysis Solution for Nanometer Designs // White paper of Nassda Corporation. 2001.

96. Денисенко В.В. Проблемы схемотехнического моделирования КМОП СБИС // Компоненты и технологии. 2002. № 3. С. 74-78.

97. Опадчий Ю.Ф. Аналоговая и цифровая электроника (Полный курс): Учебник для вузов / Ю.Ф. Опадчий, О.П. Глудкин, А.И. Гуров. М.: Горячая Линия Телеком. 2002. 768 с.

98. http://www.berkeley-da.com/prod/prod01_analog_fs.htm

99. Virtuoso® UltraSim Simulator User Guide, Version 6.0 // Cadence Design Systems, Inc.. May 2005.

100. http://www.cadence.com/us/pages/default.aspx

101. http://www.analog.com/en/content/CU_multisim_SPICE_program_download /fca.html

102. Сумин. A.M. Методика проектирования СФ блока преобразователя частоты в субмикронном технологическом базисе на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов / А.М Сумин, А. И. Мушта // Вестник Воронежского государственного технического университета. Том 7. 2011. №.10. С.74-81.

103. Бесфильтровое умножение частоты / О.П. Новожилов, Ю.С. Балашов, А.И. Мушта, М.И. Бочаров, A.M. Сумин, А.В. Русанов // Вестник Воронежского государственного технического университета. Том 4. 2008. №3. С. 152-158.

104. Синтезированная модель параметрического умножителя частоты гармонических колебаний / О.П. Новожилов, Ю.С. Балашов, А.И. Мушта, М.И. Бочаров, С.Е. Тарасов, A.M. Сумин, А.В. Русанов // Вестник Воронежского государственного технического университета. Том 4. 2008. №3. С. 122-128.

105. Cadence® Analog Design Environment User Guide. Product Version 5.0.

2003.480 с.

106. Болтаев A.B. Усилительные устройства на интегральных микросхемах / A.B. Болтаев, В.И. Гадзиковский, В.Г. Важенин, A.A. Калмыков, H.A. Нехонов. Свердловск: Изд. УПИ им. С. М. Кирова. 1981. 112 с.

107. Свирид B.JI. Микросхемотехника аналоговых электронных устройств / Л.В. Свирид. Минск: Дизайн ПРО. 1998. 256 с.

108. A.B. Перебаскин, А.А Бахметьев, С.О. Колосов, В.Ф. Исаев. Интегральные схемы: Операционные усилители. Т.1. М.: Физматлит. 1993.240 с.

109. Проектирование топологии ячейки параметрического умножителя частоты гармонических колебаний / А.И. Мушта, Ю.С. Балашов, И.П. Потапов, Д.В. Шеховцов, A.M. Сумин // Вестник Воронежского государственного технического университета. Том 4. 2009. №9. С.11-17.

110. Экспериментальные исследования ячейки полупроводникового параметрического умножителя частоты гармонических колебаний в технологическом процессе 350 nanom / А.И Мушта, Ю.С. Балашов, И.П. Потапов, Д.В. Шеховцов, A.M. Сумин // Вестник Воронежского государственного технического университета. Том 4. 2008. №9. С.64-71.

111. W. Wondrak, et al., (DaimlerChrysler AG), .Anforderungen an SOI Technologien aus Sicht der Kfz Elektronik.. GMM SOI-Workshop. Munich. May 17-18. 2001.

112. Исследование нелинейных процессов преобразования частоты в смесителе на МОП-транзисторе с субмикронными топологическими нормами в интенсивной помеховой обстановке / А.И. Мушта, Ю.С. Балашов, И.В. Новосельцева, Е.А. Дербин, Д.Г. Андреев, A.M. Сумин // Вестник Воронежского государственного технического университета. Том 6. № 1. 2010. С.98-105.

113. Оптимизация энергетических режимов бигармонического удвоителя частоты на барьерной ёмкости резкого р-п-перехода / Ю.С. Балашов, О.П. Новожилов, А.И. Мушта, М.И. Бочаров, A.M. Сумин, Г.А. Кирпичёв, В.П. Енин // Вестник Воронежского государственного технического университета. Том 4. 2008. №2. С.9-11.

114. Сумин A.M. Программное средство оптимизации мощности в нагрузке параметрического умножителя частоты на нелинейной ёмкости закрытого р-п-перехода / A.M. Сумин // Вестник Воронежского государственного технического университета. Том 6. 2010. №11. С.92-94.

115. Андре Анго. Математика для электро- и радиоинженеров / Андре А.. М.: Наука. 1967.

116. Бронштейн И. Н. Справочник по математике для инженеров и учащихся втузов / И.Н. Бронштейн, К.А. Семендяев. М.: Наука. 1965.

117. Сумин A.M., Балашов Ю.С. Алгоритм расчета предельных величин комбинационной спектральной составляющей выходного тока МОП-структуры для технологического базиса с субмикронными топологическими нормами (№ гос. per. в государственном информационном фонде неопубликованных документов ФГНУ «Центр информационных технологий и систем органов исполнительной власти» № 50201151263 от 05.10.2011).

118. Лазарев Ю.Ф. Начала программирования в среде MatLAB: Учебное пособие / Ю.Ф. Лазарев. К.:НТУУ "КПИ". 2003. 424 с.

119. Сумин A.M. Методика расчета предельной эффективности преобразования частоты на МОП - транзисторе в субмикронном и глубоко субмикронном базисах/ A.M. Сумин, А. И. Мушта// Вестник Воронежского государственного технического университета. Том 7. 2011. №10. С.98-105.

120. Балашов Ю.С. Схемотехническое проектирование аналоговых устройств сверхбольших интегральных схем: учеб. пособие / Ю.С. Балашов, А.И. Мушта, A.M. Сумин. Воронеж: ФГБОУ ВПО «Воронежский государственный технический университет». 2011. 74 с.

121. Балашов Ю.С. Моделирование аналоговых устройств сверхбольших интегральных схем: учеб. пособие / Ю.С. Балашов, А.И. Мушта, A.M. Сумин. Воронеж: ФГБОУ ВПО «Воронежский государственный технический университет». 2011. 79 с.

Обратите внимание, представленные выше научные тексты размещены для ознакомления и получены посредством распознавания оригинальных текстов диссертаций (OCR). В связи с чем, в них могут содержаться ошибки, связанные с несовершенством алгоритмов распознавания. В PDF файлах диссертаций и авторефератов, которые мы доставляем, подобных ошибок нет.