Низкочастотная стабилизация мощности излучения для малогабаритного прецизионного лазерного инклинометра тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 00.00.00, кандидат наук Клемешов Юлий Викторович

• Клемешов Юлий Викторович
• кандидат наук
• 2025

Оглавление диссертации кандидат наук Клемешов Юлий Викторович

Оглавление

Перечень использованных сокращений

Аннотация

Введение

ГЛАВА 1. Малогабаритный прецизионный лазерный инклинометр

1.1. Устройство МПЛИ

1.2. Теоретическая зависимость функционирования ПЧФУ МПЛИ от стабильности мощности излучения

1.3. Выводы

ГЛАВА 2. Стабилизация мощности лазерного излучения

2.1. Измерение шума мощности лазерного излучения

2.2. Методы стабилизации мощности излучения полупроводниковых лазерных источников

2.3. Стабилизация мощности излучения с применением цифрового регулирования

2.4. Выводы

ГЛАВА 3. Измерение долговременной стабильности лазерной мощности полупроводникового лазерного источника

3.1. Измерительная установка

3.2. Общие шумы при измерениях

3.3. Система сбора данных

3.4. Анализ температурной зависимости системы сбора данных

3.5. Исследование линейности световых характеристик ФД

3.6. Оценка низкочастотного шума оптически изолированных ФД

3.7. Анализ динамики долговременной стабильности мощности излучения лазерного источника МПЛИ

3.8. Выводы

ГЛАВА 4. Разработка и исследование системы стабилизации мощности излучения (ССМИ)

4.1. Лазерный источник

4.2. Построение функциональной модели лазерного источника

4.3. Исследование характеристик функциональной модели

4.4. Оптимизация параметров цифрового регулятора ССМИ

4.5. Аппаратная и программная реализация модулей ССМИ

4.6. Исследование работы системы стабилизации мощности излучения

4.7. Анализ температурной зависимости АЦП-модуля системы стабилизации

4.8. Разработка регулятора ССМИ на базе нечеткой логики

2

4.9. Системы аналоговой и термостабилизационной СМИ

4.10. Выводы

ГЛАВА 5. Исследование зависимости функционирования ПЧФУ МПЛИ от стабильности мощности излучения

5.1. Исследование экспериментальной зависимости референсного ПЧФУ МПЛИ от стабильности мощности излучения

5.2. Исследование экспериментальной зависимости сигнального ПЧФУ МПЛИ от стабильности мощности излучения

5.3. Выводы

Заключение

Список литературы

Приложение

Приложение

Приложение

Перечень использованных сокращений

МПЛИ - малогабаритный прецизионный лазерный инклинометр

ПЧФУ - позиционно-чувствительное фотоприемное устройство

ССМИ - система стабилизация мощности излучения

ЛД - лазерный диод

ФД - фотодиод/фотодетектор

ООС - отрицательная обратная связь

APC - automatic power control (стабилизация мощности излучения) ACC - automatic current control (стабилизация тока) DAQ - data acquisition (сбор данных)

Аннотация

Настоящая диссертационная работа посвящена исследованию зависимости малогабаритного прецизионного лазерного инклинометра (МПЛИ) от стабильности мощности лазерного излучения и разработке системы долговременной стабилизации лазерной мощности лазерного источника МПЛИ. А также разработке новых методов и научной аппаратуры для измерения характеристик лазерного излучения.

В процессе написания работы были решены следующие актуальные задачи:

1) Исследована теоретическая и экспериментальная зависимость сигналов МПЛИ от стабильности мощности лазерного излучения.

2) Проведен анализ существующих методов стабилизации мощности лазерного излучения и предложен метод стабилизации мощности на основе прецизионных АЦП и ЦАП.

3) Исследована долговременная стабильность мощности излучения лазерного источника МПЛИ и влияние факторов, определяющих точность измерений: уровень низкочастотного шума и температурную зависимость используемой системы сбора данных, диапазон линейности световых характеристик и низкочастотные шумы ФД в частотном диапазоне 10-5..5Гц.

4) Разработана функциональная модель лазерного источника МПЛИ с целью оптимизации параметров регулятора ССМИ.

5) Разработана и исследована ССМИ для лазерного источника МПЛИ.

Введение

Малогабаритный прецизионный лазерный инклинометр (МПЛИ) разработан в лаборатории ядерных проблем (ЛЯП) ОИЯИ и предназначен для измерения угловых колебаний земной поверхности с достигнутой точностью измерений около 10-9 радиан. МПЛИ работает на принципе горизонтализации жидкости при ее наклоне и последующей позиционно-чувствительной регистрации лазерного излучения, отраженного от этой жидкости. Несколько образцов МПЛИ уже установлены в Гарнийской геофизической обсерватории (Армения), Европейской гравитационной обсерватории EGO (Италия), центре ядерных исследований (CERN, Швейцария), центре Единой геофизической службы РАН (Петропавловск-Камчатский) и др. для мониторинга и исследования сейсмической активности с целью решения различных физических задач.

Нестабильность мощности лазерного излучения, наряду с угловым движением лазерного луча и шумом регистрирующей электроники, является одной из шумовых составляющих, ограничивающих точность лазерного инклинометра при регистрации низкочастотных физических сигналов с малой амплитудой. Необходимая величина стабильности мощности, как правило, зависит от поставленной задачи, которая определяет требуемое отношение «сигнал-шум» при регистрации физических сигналов с помощью инклинометра и амплитуду самих сигналов. Для

5

задач мониторинга низкочастотных (10- ...10- Гц) сигналов углового движения земной поверхности, необходимый показатель нестабильности мощности излучения должен составлять около

3

10- ...10- (0,1...1%) относительно постоянного уровня излучения - в том числе на долговременном периоде измерений (от нескольких дней до нескольких месяцев). Существует потребность в использовании дополнительной системы стабилизации мощности излучения (ССМИ) лазерного источника инклинометра как для уменьшения составляющей нестабильности мощности на низких частотах, так и для поддержания непрерывного излучения в случае нештатных ситуаций.

Целью диссертационной работы является исследование зависимости МПЛИ от стабильности мощности лазерного излучения и разработка системы долговременной стабилизации мощности излучения лазерного источника МПЛИ.

Достижение поставленной цели требует решения следующих задач:

1) определить теоретическую и экспериментальную зависимость функционирования инклинометра от нестабильности мощности лазерного излучения;

2) проанализировать существующие методы стабилизации мощности лазерного излучения

3) определить метод и архитектуру системы стабилизации мощности излучения с учетом специфики требований МПЛИ;

4) исследовать долговременную стабильность мощности излучения лазерного источника МПЛИ и влияние факторов, определяющих точность измерений: уровень низкочастотного шума и температурную зависимость используемой системы сбора данных, диапазон линейности световых характеристик и низкочастотные шумы фотодетекторов.

5) разработать модель лазерного источника МПЛИ с целью оптимизации параметров регулятора системы стабилизации мощности;

6) разработать и исследовать систему стабилизации мощности излучения для лазерного источника МПЛИ;

Научная новизна полученных результатов заключается в следующем:

1)Впервые проведено исследование зависимости сигналов малогабаритного прецизионного лазерного инклинометра от стабильности мощности излучения, которое показывает, что колебания мощности излучения оказывают влияние при однодетекторной и дифференциально-детекторной конфигурации позиционно-чувствительного устройства инклинометра в случае регистрации сигналов, вызванных низкочастотными наклонами земной поверхности.

2) Предложен метод долговременной стабилизации мощности излучения для малогабаритного инклинометра на основе прецизионного цифрового регулирования, включающий возможность термокомпенсации сигнала с датчика и автоматическую подстройку параметров регулятора на основе нечеткой логики для уменьшения влияния внешних возмущений. Применение данного метода увеличивает относительную суточную стабильность лазерной мощности в 43 раза.

3) Разработаны функциональные модели маломощного лазерного источника инклинометра и системы стабилизации мощности излучения, повышающие точность настройки и оптимизации параметров цифрового регулятора.

Научные результаты и положения, выносимые на защиту:

1) Полученные результаты экспериментальных исследований, показывающие, что применение системы стабилизации мощности излучения для лазерного источника малогабаритного инклинометра при однодетекторной конфигурации позиционно-чувствительного устройства в случае регистрации инклинометром наклона с частотой 2-10-4Гц уменьшает амплитудный шум

3

от нестабильности мощности излучения в среднем в 5 раз в частотном диапазоне 10- .. ,10- Гц, а в области частоты основного сигнала - в 2 раза.

2) Предложенный алгоритм цифрового регулятора для системы стабилизации мощности излучения с функциями программной термокомпенсации измерений датчика и автоматической коррекцией параметров регулятора на основе нечеткой логики, позволяющий улучшить относительный показатель суточной стабильности мощности маломощного лазерного источника в 43 раза.

3) Разработанные функциональные модели лазерного источника малогабаритного инклинометра и системы стабилизации, предназначенные для настройки и оптимизации параметров регулятора системы стабилизации.

Практическая значимость

Разработана модульная система стабилизации мощности излучения на основе цифрового регулирования для маломощных лазерных источников.

Реализована функциональная модель лазерного источника для настройки и оптимизации параметров регулятора ССМИ и ПИ-регулятор на основе нечеткой логики для ССМИ.

Созданы экспериментальные стенды для исследования зависимости референсных и сигнальных ПЧФУ МПЛИ от стабильности мощности лазерного излучения.

Личный вклад автора

Диссертация написана по материалам исследований, выполненных лично автором при его непосредственном участии. Автором выполнены исследования, определившие защищаемые положения и результаты.

Внедрение результатов работы

Результаты диссертационной работы использованы для стабилизации мощности излучения лазерного источника МПЛИ, установленного в лазерной метрологической лаборатории ЛЯП ОИЯИ. Полученные результаты могут применяться в МПЛИ для улучшения качества регистрации медленных процессов колебаний земной поверхности, а также для создания других экспериментальных установок, зависящих от долговременной стабильности мощности лазерного излучения.

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Низкочастотная стабилизация мощности излучения для малогабаритного прецизионного лазерного инклинометра»

Апробация работы

Результаты исследований, представленные в диссертационной работе, обсуждались на: Всероссийской научно-практической конференции "Природа. Общество. Человек", Дубна (2020г.), ХХУШ научно-практической конференции студентов, аспирантов и молодых специа-листов(2021г.), Молодежной Всероссийской школы-конференции Государственного университета «Дубна»: «Фундаментальная физика и прикладные технологии»(2023г.), Научно-методических семинарах ЛЯП.

Публикации

По материалам диссертационной работы опубликовано 8 печатных работ, из них 4 статьи, опубликованные в рецензируемых журналах и изданиях, определенных ВАК Минобрнауки РФ.

Структура и объем работы

Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, библиографического списка, включающего 64 наименований. Работа изложена на 99 страницах машинописного текста, содержит 78 рисунков и 15 таблиц.

ГЛАВА 1. Малогабаритный прецизионный лазерный инклинометр

1.1. Устройство МПЛИ

Прецизионный лазерный инклинометр регистрирует угловые колебания земной поверхности в двух ортогональных направлениях и работает на принципе регистрации смещения отраженного лазерного луча от жидкости при наклоне ее поверхности и ее последующей горизон-тализации (Рисунок 1.1) [1].

-----

Рисунок 1.1 Регистрация наклонов земной поверхности методом ПЛИ

Основным позиционно-чувствительным элементом для регистрации смещения луча в МПЛИ является оптическая пластинка с напылением для деления основного луча на прямой и отраженный (Рисунок 1.2), которые регистрируются соответствующими фотодетекторами (ФД). Степень «сфокусированности» лазерного пятна влияет на чувствительность ПЧФУ, и как следствие, на амплитуду сигналов с фотодетекторов ПЧФУ [2].

Оптическая пластина

Рисунок 1.2 Деление сфокусированного лазерного луча через ПЧФУ на основе оптической пластинки

Кроме сигнальных лучей, в оптической схеме МПЛИ имеются «референсные» лучи, не отраженные от жидкости, и предназначенные для регистрации углового движения лазерного луча в двух ортогональных направлениях (Рисунок 1.3) [3,4].

Оптоволокно----| | Лазерный источник

Зеркало

Коллиматор А Оптический куб

Вакуумный разъем Линза

ФД1

ДП1 ФД2

7 \

□ жГ9 ,\тя

ФД41

ДП4 ФД7

ФД5

Сигналы с ФД Ч

ФД1, ФД2, ФДЗ,ФД4- фотодиоды

для рефенсных лучей

ФД5, ФД6, ФД7, ФД8 - фотодиоды для

сигнальных лучей

ФД9 - фотодиод для измерения

стабильности лазерной мощности

ДП1, ДП2, ДПЗ, ДП4 - оптические

пластины с металлическим напылением

Вакуумный разъем

Система

сбора

данных

ПК

Рисунок 1.3 Схема МПЛИ Мощность излучения, попадающая на референсные и сигнальные ФД в МПЛИ различается (Таблица 1.1). Измеренные величины получены с помощью оптического ваттметра Thorlabs PM100D [5,6] при установке ПЧФУ в положение полного пропускания или отражения в зависимости от расположения ФД. Мощность излучения, отраженного от жидкости (регистрируется сигнальными каналами МПЛИ) меньше неотраженного (регистрируется референсными каналами МПЛИ) в среднем в 25 раз. Общая мощность излучения, вводимая в оптическую схему МПЛИ, составляет ~ 2мВт.

Таблица 1.1 Величины постоянной мощности излучения, попадающего на ФД МПЛИ

ФД РЫ ФД Ph2 ФД Ph3 ФД Ph4 ФД Ph5 ФД Ph6 ФД Ph7 ФД Ph8 ФД Ph9

~0,236 мВт ~0,238 мВт ~0,24 мВт ~0,24 мВт ~10,5 мкВт ~9,1 мкВт ~9,5 мкВт ~9,5 мкВт ~25 мкВт

В МПЛИ возможно использовать два типа полупроводниковых лазерных источников -наружный лазер с оптоволоконным выходом (Thorlabs S1FC635) или внутренний малогабарит-

ный лазерный модуль (Thorlabs CPS635F) (Рисунок 1.4). Недостатки оптоволоконного лазера по сравнению с лазерным модулем - чувствительность оптоволокна к механическим воздействиям, усложнение корпуса МПЛИ из-за дополнительного вакуумного ввода излучения, повышенная стоимость (1630$ / 120$), увеличенная длина оптического пути. Достоинства - повышенная стабильность мощности излучения (1% / 4-5%), возможность регулировки мощности излучения вручную или внешним сигналом [9].

а)

б)

Рисунок 1.4 Ввод лазерного излучения в МПЛИ: а) с использованием коллиматора и оптоволоконного лазерного источника; б) с использованием лазерного модуля CPS-635F

При обработке данных с МПЛИ выполняется вычитание (1.1) и (1.2) в относительных величинах данных 2-х референсных каналов из данных 2-х сигнальных каналов с последующим умножением на калибровочный коэффициент:

л ел V (УтЮ-ЪЮ „

и1(г) - и2(1У погп2и1(г) + и2(г)/

(11)

= "Б! I и ^ , и ^погт!'

,и5(Ъ + ив(1) и3(1) + и4(1)) (12)

, где Ф3Ю - изменение угловых колебаний в мкрад, ип(1) - сигнал с п-го ФД, К3 - калибровочный коэффициент (мкрад/В), Кпогт - масштабный коэффициент.

Калибровка МПЛИ производится с помощью интерферометрической установки (Рисунок 1.5). При калибровке происходит подъем верхней платформы с инклинометром при помощи пъезостакера с использованием пъезоконтроллера [10,11]. При подъеме происходит изменение расстояния между зеркалами интерферометра и смещению полос в интерференционной картине. При наклоне регистрируются сигналы с МПЛИ и интерферометра. Зная длину волны излучения Я, количество максимумов N интерференционной картины и расстояние Ь между ними,

определяется калибровочный коэффициент - отношение изменения угла наклона Ф^ к относительному изменению сигнала с МПЛИ Аи51 по формуле (1.3):

Фи

N1 1

Аик 2Ь Аиз1

(1.3)

Рисунок 1.5 Схема интерференционной калибровки МПЛИ

Стоит отметить, что калибровка МПЛИ проводится в условиях микросейсмических колебаний с амплитудой ~100нрад, которые ограничивают её точность (~1%). Инструментальная точность МПЛИ составляет ~1нрад.

Частотный диапазон сигналов, регистрируемых МПЛИ, варьируется от 10Гц и ниже (Таблица 1.2). Их источниками являются индустриальные шумы (1..10Гц), микросейсмические пики (0,01..1Гц), собственные колебания Земли (10-4... 10-3 Гц) и др. [12,13,14]. Таблица 1.2 Физические сигналы, зарегистрированные с помощью МПЛИ

Название Частотный диапазон Средняя амплитуда Причины

Индустриальные шумы 1.10Гц ~1...5мкрад Работа насосов, вращение гидротурбин ГЭС, прохождение электричек, движение тяжелой техники,

Первый микросейсмический пик 0,1...1Гц ~1...5мкрад Волнение поверхности океана (из-за шторма) резонансной частотой стоячих волн между поверхностью и ложем океана

Второй микросейсмический пик 0,01.. ,0.1Гц ~1мкрад Появление волн большой высоты в океане, деформация ложа океана из-за веса волны

Сигналы землетрясений 0,001...30Гц ~80мкрад Смещения горных пород на большой глубине

Сигналы приливов 2,3-10"5 Гц (период 12 часов) ~160нрад Связаны с влиянием Луны и Солнца

Собственные колебания Земли 10-4...10-3 Гц ~5нрад Узкополосные сигналы, соответствующие основным модам колебаний Земли - 0,306мГц(OS2),

0,468мГц^3), 0,84мГц^4), 1,04мГц^5)

Квазипериодические колебания земной поверхности 10-5..Л0-3 Гц ~30нрад Потенциальная причина - вулканическая активность

По мере удаления МПЛИ от источников сигнала, амплитуды сейсмических сигналов будут соответственно изменяться. Точность измерения МПЛИ также определяется минимальной величиной шума каналов используемой системы сбора данных при закрытых ФД (~2мкВ), а также величиной углового движения лазерного луча.

Полезным сигналом МПЛИ считается зарегистрированное ПЧФУ смещение отраженного от жидкости лазерного луча, вызванное физической причиной (например, прохождением электрички или землетрясением). Однако в сигналах МПЛИ имеются также шумовые составляющие, к которым относятся:

• угловое движение лазерного луча - преимущественно устраняется с помощью вычитания данных референсных каналов из сигнальных каналов;

• нестабильность мощности лазерного излучения;

• шум регистрирующей электроники - является пороговым шумом, его величина оценивается при оптически изолированных ФД, не регистрирующих излучение

1.2. Теоретическая зависимость функционирования ПЧФУ МПЛИ от стабильности

мощности излучения

При выводе формул теоретической зависимости предполагаются следующие допущения:

1) С помощью ПЧФУ регистрируется смещение лазерного луча только от одного источника.

2) Величина разбалансировки (отношение разницы постоянных составляющих сигналов на ФД ПЧФУ от смещения к балансному уровню сигналов) постоянна - в реальных условиях, степень разбалансировки является динамической величиной, зависящей от значения разностного сигнала в каждый момент времени.

3) Пятно сфокусированного лазерного луча на линии деления оптической пластины ПЧФУ имеет гауссово распределение по мощности, смещение пятна происходит в линейном диапазоне - одинаковое по амплитуде, но противоположное по знаку изменение сигнала на двух фотодиодах ПЧФУ.

4) Коэффициент отражения от напыленной поверхности оптической пластины ПЧФУ ~100%, коэффициент пропускания ~0%; для пропускающей поверхности - соответственно наоборот.

Теоретическая зависимость сигналов МПЛИ от стабильности мощности излучения определяется на основе анализа работы ПЧФУ (Рисунок 1.2). В общем случае, лазерный луч создает на нагрузке ФД сигнал Uconst + UconstUstab(t) = Uconst(1 + Ustab(t)) , где Uconst - постоянный уровень сигнала, пропорциональный интенсивности излучения, Ustab(t) - шум, вызываемый нестабильностью мощности излучения и зависящий по амплитуде от интенсивности излучения.

В ПЧФУ формируется два луча - прямой («direct») и отраженный («reflect»), попадающие на два фотодетектора, в результате чего формируются два сигнала Ud(t) и Ur(t). Постоянный «балансный» уровень сигналов на ФД ПЧФУ при равном распределении мощности излучения на ФД определяется по формуле (1.4):

Ubal = (Udconst + Urconst)/2 (14)

При прохождении лазерного луча через ПЧФУ и его смещении относительно центра деления происходит «модуляция» мощности излучения на обоих ФД, которая описывается некоторым сигналом Usignai(t), в результате чего получаем (1.5):

Ud(t) = (Udconst + Udsignal(t))(1 + Ustab(t)) = (1.5)

= Ud_const + Ud_signal(t) + ^d_const^stab(^) + Ud_signal^stab(0

При обработке данных с ПЧФУ в относительных величинах по формуле (1.1) или (1.2) получаем (1.6):

у (^) = Ur(t) — Ud(^) = dU const + dUsignal(^) + dUconstUstab(0 + dUsignal(^)Ustab(^) Ur(t) + Ud(t) SUCOnst + SUSignal(t) + SUCOnstUstab(t) + SU5ignal(t)Ustab(t)

(dUconst + dUsignai(t)^ (1 + Ustab(t)) (dUconst + dUsignai(t)^

(sUconst + sUsignal(t)^ i,1 + Ustabttty {s^const + S^signal(^)^ ( )

, где dUconst и dUsignai(t) - «разностные» составляющие, sUconst и sUsignai(t) - «суммарные» составляющие. Амплитуда нестабильности мощности излучения в разностном сигнале от двух ФД ПЧФУ меньше амплитуды нестабильности мощности в сигнале с одного ФД ПЧФУ в

Ud_const/dUconst или Ur const/dUconst раз.

Как видно из выражения (1.6), относительный сигнал Urd(t) не зависит от нестабильности мощности Ustab(t). С другой стороны, при обработке данных с ПЧФУ в абсолютных величинах получаем выражение (1.7):

Urd(t) = (dUconst + dUsignal(tj) (1 + Ustab(t)) (17)

Urd(t) =

В этом случае, амплитуда шума от нестабильности мощности излучения зависит от разницы постоянных составляющих двух сигналов - чем лучше сбалансированы сигналы на ФД в ПЧФУ, тем меньше амплитуда нестабильности мощности в конечном сигнале. Однако любой низкочастотный физический сигнал, вызванный угловым движением лазерного луча или наклоном МПЛИ, нарушает баланс сигналов на ФД ПЧФУ, что ухудшает точность регистрации более высокочастотных сигналов. В этом случае необходимая величина стабильности мощности излучения зависит от требуемого отношения «шум-сигнал», а также амплитуды самих сигналов. Используя выражение (1.7), можно определить отношение «шум-сигнал»(1.8):

^ _ Urd_nonstab_laser(.t) — ^rd_stab_laser(^) _ у í^-^rel_const^bal + ^ j (18)

dUsignai(t) у dUsignai(ty J

, где Urel stab(t) _ Ustab(t)/1 - относительная величина шума мощности, dUrel const _ dUconst -

ubal

относительная величина разбалансировки сигналов.

По соотношению (1.8) можно оценить минимальную амплитуду относительного сигнала

dusignal(t)

---, которую можно зарегистрировать с заданным отношением «шум-сигнал» q при вели-

ubal

чине относительной сбалансированности сигналов dUrei_const и относительной стабильности мощности излучения Urei_stab(t) (Рисунок 1.6). Зная амплитуду «относительного» сигнала и величину балансного уровня, можно получить значение минимальной амплитуды dUsignai(t) в абсолютной величине. Следует учитывать, что отношение--—— должно быть больше еди-

urel_stab(t)

ницы (для исключения деления dUrei_const на ноль), поэтому величина Urei_stab (t) должна быть всегда меньше заданного q. Необходимо также учитывать зависимость величины нестабильности мощности излучения от частоты.

а) б)

Рисунок 1.6 Зависимость минимальной амплитуды сигнала с ПЧФУ при заданных показателях относительной нестабильности мощности излучения и баланса сигналов на ФД при отношении

«шум-сигнал»: а)1%; б)0,1%

Поскольку в МПЛИ для регистрации угловых колебаний в одном из ортогональных направлений используется два ПЧФУ (сигнальный и референсный), с учетом компонент (углового движения лазерного луча и колебаний, вызванных отражением луча от жидкости) в сигнале dUSlgnal(t) получаем выражения (1.10) и (1.10):

^ге/^гй^^^ ^^^з1д_сопзЬ + +

• (1 + изьаь(£)) — (^Уге/_сопзЬ + ^Ьеат_/1исЬ(О) (1 + УзЬаьЮ)

(19)

У31д—ге/(0 (^.и51д_С0П5{: Лиге/_сопзЬ + (1 + ^зЬаьО^)) ( )

Используя выражение (1.10), можно оценить отношение «шум-сигнал» (1.11):

Чз1д_гед

йи

рк_31дпа1

со

(1.11)

Исходя из вышеизложенного, применение системы стабилизации мощности излучения в МПЛИ актуально в режимах однодетекторной и дифференциально-детекторной регистрации сигналов с ФД ПЧФУ. Обычно в МПЛИ регистрируются сигналы с восьми фотодетекторов (Рисунок 1.3) - с помощью двух 4-х канальных систем сбора данных с разрешением 24 бит и дифференциальными входами. Это позволяет выполнять обработку в относительных единицах. При регистрации сигналов через одну 4-х канальную систему сбора данных существуют следующие варианты (Рисунок 1.7):

1) Режим дифференциально-детекторной регистрации сигналов МПЛИ

• Два ФД с каждого ПЧФУ подключаются к одному дифференциальному каналу с общей «землёй», в результате чего напрямую регистрируется разница сигналов с фотодетекторов. В таком случае, обработка выполняется в абсолютных величинах, и при разбалан-сировке сигналов в ПЧФУ величина шума мощности в разностном сигнале зависит от величины его постоянной составляющей.

2) Режим однодетекторной регистрации сигналов МПЛИ

• Два ФД с каждого сигнального ПЧФУ подключаются к двум дифференциальным каналам, референсные ПЧФУ не задействуются, нестабильность мощности излучения возможно уменьшить при относительной обработке, но угловое движение лазерного луча не отслеживается и необходима его стабилизация.

• Один ФД с каждого ПЧФУ подключается к одному каналу, в результате чего регистрируется прямой сигнал с ФД, величина шума мощности в данном сигнале пропорциональна его постоянной составляющей. Данный вариант может использоваться как с ре-ференсными ПЧФУ, так и без них.

Система сбора данных Кан.1 Кан.2 Кан.З Кан.4

X V© X

тО со

х V© х со О со

х V© х со О со

х V© х со О со

Система сбора данных Кан.1 Кан.2 Кан.З Кан.4

х|х т О со

х ю х

со О со

х ю х

тот

Ш1 Ш1

X »О X

со О т

У4 -V у* -> у- у*

реф. реф. реф. реф. сигн. сигн. сигн.сигн. ФД1 ФД2 ФДЗ ФД4 ФД1 ФД2 ФДЗ ФД4

ы

сигн сигн. сигн. сигн. ФД1 ФД2 ФДЗ ФД4

Система сбора данных

Кан.1 Кан.2 Кан.З Кан.4

х £ X со О со тОт х|х т О т х|х т О т

V

реф. ФД1

/ / л

реф. сигн. сигн.

ФДЗ ФД1 ФДЗ

а) б) в)

Рисунок 1.7 Схемы дифференциально-детекторной (а) и однодетекторной (б,в) регистрации

сигналов МПЛИ

К преимуществам использования однодетекторной и дифференциально-детекторной регистрации можно отнести уменьшение объема регистрируемых данных (вследствие использования одной системы сбора данных вместо двух), частичное упрощение конструкции и оптической схемы, а также снижение стоимости МПЛИ.

В общем случае, применение системы стабилизации мощности для лазерного источника в МПЛИ необходимо для поддержания непрерывного излучения при нештатных ситуациях - отключении внешнего питания лазерного источника, механических воздействиях на оптоволокно (при изменении положения или изгибе оптоволокна уровень мощности излучения на выходе оптоволокна изменяется) и др. Также ССМИ можно применить и в системе термостабилизации лазерного диода (ЛД), расположенном в лазерном источнике, для стабилизации как мощности

излучения, так и углового движения в случае, когда не задействованы сигналы с референсных фотодетекторов.

Стоит отметить, что существует два способа уменьшения компоненты нестабильности лазерной мощности в сигнальной составляющей с ФД ПЧФУ - стабилизация лазерной мощности, либо отдельная регистрация сигнала лазерной мощности с его последующим вычитанием из сигналов ФД ПЧФУ. Однако, во втором случае амплитудный шум от нестабильности лазерной мощности не устраняется полностью. Из выражения (1.5) следует, что при вычитании сигнала лазерной мощности, эквивалентного ^аь(0, устранится составляющая ий сопз1из1аЪ(1), но в составляющей иd_signa.iV51аь(0 останется амплитудный шум от нестабильности лазерной мощности. Таким же образом, вышеприведенные утверждения доказываются для выражения (1.7).

Другими причинами, влияющими на ошибку результата вычитания сигнала лазерной мощности из общего сигнала с ФД ПЧФУ, являются погрешности соответствия калибровки каналов в системе сбора данных, квантовых эффективностей и нагрузочных сопротивлений ФД. Последний фактор, с учетом реальных нагрузочных сопротивлений на фотодиодах МПЛИ, дает погрешность на уровне 1% и вносит наибольший вклад в погрешность.

1.3. Выводы

Проведен анализ работы МПЛИ и его позиционно-чувствительного устройства, определена его теоретическая зависимость от стабильности мощности лазерного излучения. Определено, что нестабильность мощности излучения оказывает влияние при однодетекторном и дифференциально-детекторном способах регистрации ФД МПЛИ низкочастотных физических сигналов с малой амплитудой.

ГЛАВА 2. Стабилизация мощности лазерного излучения 2.1. Измерение шума мощности лазерного излучения

Источники амплитудного шума лазерного излучения разделяются на две категории: «квантовый» шум, связанный со спонтанным излучением, и «технический» шум, возникающий от шума источника накачки, механических и температурных колебаниях резонатора и др. В многомодовых лазерах колебания мощности также связаны с изменением излучаемой оптической моды [17].

«Квантовый шум» определяется спонтанным излучением - его фотоны имеют случайные длину волны, поляризацию, направление и фазу, которые могут совпадать c такими же параметрами фотонов стимулированного излучения и вызывать изменения выходной интенсивности и частоты лазера. Шум достигает максимума на собственной резонансной частоте лазера, либо на пороговом токе генерации, после превышения которого, шум остается постоянным при увеличении мощности излучения.

Квантовый шум уменьшается за счет увеличения уровня мощности излучения, минимизации оптических потерь, увеличении длины резонатора. Технический шум можно уменьшить путем создания стабильного лазерного резонатора, температурной стабилизации лазера или использования малошумящего источника накачки.

Для количественной оценки шума лазерного излучения используется параметр относительной интенсивности шума (Relative Intensity Noise - RIN), рассчитываемый по формуле (2.1) или (2.2)[16, 18]:

, где {8Р(I)2) - среднеквадратичная величина флуктуации мощности излучения, Р0 - средняя величина мощности излучения, а А/ - ширина полосы пропускания шума. Величина {8Р(£)2) возникает из автокорреляционной функции {8Р( 1)8Р(t + т)), оцениваемой при времени т = 0. При расчете RIN предполагается, что измеряемый шум является «белым».

(2.1)

(2.2)

Относительную интенсивность шума можно вычислить через регистрацию выходного тока ФД с последующим преобразованием Фурье. Другим способом получения показателя является регистрация сигнала с ФД спектроанализатором [19].

При измерении показателя RIN к шуму интенсивности лазерного излучения добавляются другие источники шума - дробовой шум ФД и тепловой шум (от нагрузочных сопротивлений, усилителей сигналов ФД, спектроанализатора). Для выделения шума интенсивности излучения применяется либо метод «вычитания» или метод «калибровки»[20].

В методе «вычитания», шумовые компоненты определяются по отдельности и вычитаются из общего показателя RIN. Тепловой шум оценивается при оптически изолированном ФД и включает в себя шум темнового тока ФД и регистрирующей электроники. Величина спектральной плотности мощности дробового шума, когда лазерное излучение попадает на ФД, вычисляется по формуле (2.3):

РзКо1_по1зе = (Чп) • Р1оай = 2Ч^йсР1оай (23)

, где I ас - средняя величина фототока.

Метод «калибровки» основан на том, что фиксированном токе смещения ФД и уменьшении оптической мощности излучения, шумы увеличиваются по-разному. В данном случае тепловой шум не меняется, дробовой шум увеличивается линейно, а шум лазерного излучения увеличивается квадратично, исходя из выражения (2.4):

ты (2 4)

Ры = Н(/) • ЮТо - • 4 + 2Ч • Н(/) • 1йс + Ра (2 4)

, где Рм - общая спектральная плотность шума, полученная спектроанализатором; Р№ - спектральная плотность теплового шума; Н(/) - частотный коэффициент передачи усилителя ФД. Используя метод наименьших квадратов квадратичной функции +а2Х+а3), можно вы-

числить коэффициенты уравнения (2.4) по (2.5) и (2.6):

Н(/) = ^ (25)

ч

(2.6)

2.2. Методы стабилизации мощности излучения полупроводниковых лазерных источников

Методы стабилизации мощности лазерного излучения можно классифицировать следующим образом [21]:

1) По принципу действия:

• пассивные - применение резонаторов жесткой конструкции с повышенной температурной стабильностью, термостатирование, вакуумирование, использование стабилизированных источников питания

• активные - основаны на использовании сигнала обратной связи для управления параметрами лазера (например, использование сигнала ФД для коррекции тока лазерного диода)

2) По размещению системы стабилизации:

• вне лазерного источника - с помощью устройств, изменяющих пропускание света (оптических модуляторов)

• внутри лазерного источника - через регулирование тока активного элемента, изменение конструкции резонатора (перемещение пластин или отражателей)

Внутренняя стабилизация мощности излучения эффективно применяется в полупроводниковых лазерах, но мало пригодна для твердотельных и газовых лазеров. Внешняя стабилизация более универсальна — одно и то же устройство может быть применено для различных лазерных излучателей [30].

Рассмотрим подробнее основные способы внешней и внутренней стабилизации мощности излучения, применимые к полупроводниковым лазерам.

1) Стабилизация мощности излучения с применением оптической модуляции

Наиболее распространенным методом стабилизации мощности излучения является применение оптических модуляторов. В зависимости от источника модуляции распространенными являются акустооптические (АОМ), электрооптические (ЭОМ) и фотоупругие (ФУМ) модуляторы [31].

Рассмотрим общую схему стабилизации мощности с применением АОМ (Рисунок 2.1). Лазерный луч проходит через акусто-оптический модулятор, после чего разделяется на два луча с помощью оптического делителя. Оба луча регистрируются соответствующими ФД, один луч является используемым, а второй предназначен для системы обратной связи. Сигнал ошибки -разность сигнала со второго ФД и реперного значения - поступает в соответствующий регулятор (например, с ПИД-архитектурой). Выходной сигнал регулятора управляет амплитудой модулирующего радиосигнала (с использованием аттенюатора, либо напрямую), тем самым про-

исходит изменение глубины модуляции, поддерживающее постоянную мощность излучения в определенных пределах [24].

а)

б)

Рисунок 2.1 Схемы стабилизации мощности лазерного излучения с использованием: а) АОМ; б)

ЭОМ

Так как АОМ работает на принципе дифракции излучения от бегущей ультразвуковой волны, используемым является центральный дифракционный максимум (максимум нулевого порядка), дифракционные максимумы других порядков блокируются. Для получения переменного коэффициента деления обычно используется полуволновая пластина с поляризационным светоделительным кубом. Стабилизируемая мощность излучения должна быть достаточно высокой, чтобы шум ФД/дробовой шум были незначительны, при этом показатель относительной интенсивности шума мощности излучения ^ГЫ) уменьшается с ростом мощности излучения. Долговременный дрейф мощности излучения может быть связан с температурно-зависимыми эффектами двойного лучепреломления в АОМ и температурной зависимостью делительного элемента либо его части (например, полуволновой пластины)[24].

Достоинства АОМ - простота и надежность, недостатки - нелинейность передаточной функции, зависимость глубины модуляции от частоты, смещение частоты модулированного излучения на величину акустической модулирующей частоты, низкая эффективность дифракции (требующая повышенной мощности модулирующего сигнала)[43].

Рассмотрим особенности применения ЭОМ при стабилизации мощности излучения (Рисунок 2.1). Поскольку ЭОМ модулирует поляризацию, для модуляции интенсивности необходимо устанавливать ЭОМ между двумя скрещенными поляризаторами (как и ФУМ). Механические резонансы кристалла ЭОМ ограничивают полосу пропускания контура обратной связи системы стабилизации. Стабильность выходной мощности излучения ЭОМ также зависит от стабильности фазового сдвига, вызванного двойным лучепреломлением, и поляризации луча внутри ЭОМ (для относительной стабильности мощности излучения 0,1% требуется температурная стабильность монокристалла ЭОМ на уровне десятков мкК). В то же

время применяются двойные кристаллы, в которых двойное лучепреломление первого кристалла компенсируется лучепреломлением второго [32].

Общими недостатками ЭОМ являются высокие управляющие напряжения (в диапазоне кВ), необходимость применения габаритных кристаллов для полной глубины модуляции, ограничения по расходимости и монохроматичности луча, влияние температурного изменения на качество модуляции.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Клемешов Юлий Викторович, 2025 год

источника МПЛИ

С помощью измерительной установки (Рисунок 3.1) исследована долговременная стабильность мощности излучения лазерного источника МПЛИ с оптоволоконным выходом -ТЪог^ S1FC635.

При работе лазерного источника в АРС-режиме наблюдаются колебания мощности излучения в низкочастотном диапазоне около 0,277...0,555 мГц (Рисунок 3.16), в АСС-режиме данные колебания отсутствуют (Рисунок 3.17). Низкочастотные колебания мощности подтверждаются при долговременном измерении с помощью оптического ваттметра (Рисунок 3.18). В обоих режимах работы долговременный дрейф мощности излучения коррелирует с изменением внешней температуры. Основная причина данного дрейфа - температурная зависимость опорного/установочного значения АРС-контура драйвера лазерного источника (Рисунок 3.19).

а) б)

Рисунок 3.16 а) Сигнал мощности излучения в относительных единицах при работе лазерного источника в АРС-режиме; б) изменение внешней температуры

0,1

5 од |г

Е О,

-О,

10 05 00 0,05 10

-0,15-

— 1_а$ег АСС тойе ЕХТ РВ 1

- 1а£ег_А СС_ тос е_1ЫТ_

—• \

4 У \

/ \

1 У У

--4

17:30 19:30 21:30 23:30 01:30 03:30 05:30 07:30 09:30 ~П те(НН:тт)

а) б)

Рисунок 3.17 а) Сигнал мощности излучения в относительных единицах при работе лазерного источника в АСС-режиме; б) изменение внешней температуры

а)

б)

Рисунок 3.18 а) Сигнал мощности излучения в относительных единицах, измеренный оптическим ваттметром, при работе лазерного источника в АРС-режиме; б) изменение внешней температуры

а) б)

Рисунок 3.19 а) Изменение сигнала уставки в относительных единицах при работе лазерного источника в АРС-режиме; б) изменение внешней температуры

При сравнении сигналов мощности излучения лазерного источника в АРС-режиме с внешнего ФД и встроенного в лазерный диод ФД, наблюдается отрицательная корреляция долговременного дрейфа мощности (из-за инвертирования сигнала с внутреннего ФД в драйвере), однако колебания мощности в вышеуказанном низкочастотном диапазоне на встроенном ФД отсутствуют (Рисунок 3.20). В АСС-режиме сигналы с внешнего и встроенного ФД полностью совпадают (Рисунок 3.17а).

0,012

__ 0,01 о ¿ 0,008 J 0,006

1 0,004 ® 0,002 | 0,000 S--0.002

О)

£ -0,004

аз

а> -0,006 О.

-0,000 -0,01 о

- i i i i

■I" — Laser ARC mode EXT \

I

\

/*\

/ \ /

/ j

\

7: 00 19 00 21 00 23 00 01 Ti 00 03 пе(НН 00 05 :mm) DO 07 00 09 00 11 00

а) б)

Рисунок 3.20 Сигнал мощности излучения в относительных единицах на: а) на внешнем ФД; б)

на внутреннем ФД

При сравнении сигналов мощности излучения двух лазерных источников вышеуказанного типа, наблюдается сходство сигналов на некоторых временных участках (Рисунок 3.21), размах колебаний мощности различается по амплитуде в 2 раза. Стоит отметить, что срок эксплуатации одного из лазерных источников, использованных в эксперименте, намного больше второго - при долговременной эксплуатации происходят необратимые процессы деградации ЛД и встроенного ФД, рассогласование настроек драйвера, что влечет за собой и повышение общей нестабильности излучения.

а) б)

Рисунок 3.21 а) Сигналы мощности излучения в относительных единицах при работе 2-х лазерных источников в АРС-режиме; б) изменение внешней температуры

Исходя из проведенных измерений, наиболее вероятной причиной низкочастотных колебаний мощности излучения является влияние температурной стабильности лазерного диода на качество работы АРС-контура драйвера. Очевидно, что в АСС-режиме после подачи тока на лазерный диод вначале происходит постепенное повышение температуры лазерного диода («разогрев» при включении), из-за чего лазерная мощность снижается - это подтверждается на графике (Рисунок 3.17а). В АРС-режиме после включения лазерная мощность начинает увеличиваться (Рисунок 3.16а), что свидетельствует о наличии определенного перерегулирования, возникающего при наличии некоторого запаздывания (инерционности). Такую задержку в АРС-контур может вносить температурная нестабильность ЛД, которая «учитывается» контуром в процессе поддержания мощности излучения на заданном значении. С течением времени появляются низкочастотные колебания лазерной мощности (Рисунок 3. 16а), связанные с взаимодействием эффекта самонагрева ЛД, тепловой инерцией и системы обратной связи по мощности.

Оптимальным способом достижения стабильной выходной мощности является одновременное применение термостабилизации и токовой стабилизации - это следует из работы лазерного источника в АСС-режиме (Рисунок 3.17а), где остаточный долговременный дрейф подтверждается влиянием внешней температуры на ЛД.

Другими возможными причинами, влияющими на стабильность выходной мощности излучения в АРС-режиме, могут являться:

• внешний температурный дрейф, влияющий как на долговременную стабильность напряжения ИОН с задающей цепью регулировки уставки, так и компонентов подсхем драйвера (например, усилителей, построенных на базе ОУ)

• изменения сетевого напряжения, вносимые устройствами с высоким потреблением, влияющие на вторичные цепи блока питания лазерного источника

• использование встроенного в ЛД фотодиода - изменение характеристик в результате самонагрева от ЛД; наличие интерференционной картины на светочувствительной поверхности ФД, вызванной внутренними или внешними переотражениями; флуктуации фототока из-за изменения оптической моды или длины волны.

• чувствительность оптического волокна как к механическому воздействию (при деформации оптоволокна условия для эффекта полного внутреннего отражения нарушаются и часть излучения выходит в оболочку, что приводит к изменению интенсивности передаваемого излучения), так и к температурному изменению показателя преломления оболочки.

• угловое движение лазерного луча - из-за температурного влияния на резонатор лазерного диода - влияющее на коэффициент попадания в торец оптоволокна.

3.8. Выводы

Представлена схема установки для измерений долговременной стабильности лазерной мощности с использованием DAQ-системы и рассмотрены шумовые составляющие, влияющие на измерения.

Произведена оценка статистических показателей температурного дрейфа и шума каналов DAQ-системы в условиях пассивной термоизоляции при различных подключениях входных каналов.

Проведено исследование световых характеристик четырех образцов ФД (типа Si и Si PIN) в фотогальваническом и фотодиодном режимах работы при различных сопротивлениях нагрузки, а также анализ низкочастотного шума оптически изолированных ФД.

Выполнено измерение суточной стабильности мощности излучения маломощного полупроводникового лазерного источника в ACC- и APC-режимах, проанализирована динамика флуктуаций лазерной мощности и ее основные причины.

ГЛАВА 4. Разработка и исследование системы стабилизации мощности излучения

(ССМИ)

4.1. Лазерный источник

В МПЛИ используется одномодовый лазерный источник с оптоволоконным выходом -ТЪог^ S1FC635 (Рисунок 4.1, Таблица 4.1) [51].

Таблица 4.1 Характеристики лазерного источника МПЛИ

Длина волны излучения мин. 630 нм; тип. 635 нм; макс. 640 нм

Максимальная выходная мощ- 2.5 мВт

ность

Стабильность мощности 15 мин: ±0.05дБ; 24ч.: ±0.1дБ (или 4.6% в относит. показателе, после часа работы при температуре 25±10°С);

Тип оптоволокна SM (одномодовое)

Разрешение уставки 0.01 мВт

Вход модуляции 0... 5В, входной импеданс 50 Ом

Полоса модуляции 5 кГц (при полной глубине модуляции); 30 кГц (при малом сигнале)

Рабочая температура 15°С...35°С

Внутри лазерного источника установлены лазерный диод с резонатором Фабри-Перо (Hitachi HL6320G) в корпусе LPS-635-F с коннектором FC/PC и плата драйвера (Рисунок 4.1а).

а) б)

Рисунок 4.1 Лазерный источник, применяемый в МПЛИ: а) общий вид; б) внутреннее устройство

С помощью методов реверс-инжиниринга построена электрическая принципиальная схема электронной платы лазерного источника, на основе которой создана упрощенная схема драйверной части (Рисунок 4.2). В ней определены следующие ключевые узлы: • интегрирующие регуляторы - для автоматической регулировки и поддержания в определенных пределах мощности излучения и тока ЛД соответственно;

• источник тока на MOSFET-транзисторе, преобразующий полученное с интеграторов напряжение в ток;

• лазерный диод с встроенным ФД;

• усилители обратной связи - трансимпедансный усилитель для сигнала ФД и токовый усилитель ЛД, включающий токовый шунт.

• подсистема для задания опорного уровня напряжения, определяющего текущее значение мощности и устанавливаемого вручную или через вход модуляции;

Рисунок 4.2 Упрощенная схема драйвера используемого лазерного источника

4.2. Построение функциональной модели лазерного источника

Рассмотрим подробнее формирование передаточных функций для основных узлов лазерного источника.

1) Передаточной функцией лазерного диода является зависимость излучаемой мощности от тока инжекции [52]. Ватт-амперную характеристику ЛД (Hitachi HL6320G) возможно определить через измерение мощности излучения оптическим ваттметром и соответствующей ей величины тока ЛД. Полученная зависимость, полученная при температуре окружающей среды ~20°C, аппроксимирована кусочно-линейной функцией (4.1):

POld) = {0,

0,ILD < 0.04018 A 0,131/LD - 0.0051,ILD > 0.04018 A

(4.1)

По документации на ЛД определена зависимость (4.2) порогового тока от температуры (Рисунок 4.3).

/№(Г) = 5,62е

(24,25)

+ 29,9

(4.2)

Рисунок 4.3 Зависимость порогового тока ЛД от температуры Учитывая зависимость порогового тока ЛД от температуры, можно получить (4.3(4.3):

Р(кп, ЬнСЛ) = к • + (1ЬП — 1т(т))) + ъ

(4.3)

, где к и Ь - коэффициенты линейного участка функции (4.1), /¿^ — /^(Г) - величина изменения тока ЛД при изменении температуры.

2) Передаточной функцией встроенного в ЛД фотодиода является зависимость генерируемого фототока от падающей мощности излучения. По документации на ФД, при мощности излучения 10мВт, величина фототока имеет разброс от 50 до 300мкА, при среднем значении 170мкА. Температурная зависимость тока встроенного ФД от температуры (Рисунок 4.4), аппроксимируется выражением (4.4):

1т(Т) = 3,7 • 10-5е(-8Т812) + 0,16735

(4.4)

0,170

Ро=10тV Уг(РР)=5 \1 V /"

/

7

....../V.........

1......[...........

10 20 30 40

Саве 1етрегак1ге (°С)

Рисунок 4.4 Зависимость тока встроенного в ЛД фотодиода от температуры при мощности

излучения 10мВт

График (Рисунок 4.4) справедлив при мощности излучения ~10мВт. Для введения данной зависимости в модель, из выражения (4.4) можно получить зависимость для любой величины фототока с помощью умножения на «масштабируемый» коэффициент.

Для получения зависимости генерируемого фототока от падающей мощности излучения использовался трансимпедансный усилитель на ОУ. Мощность излучения контролировалась с помощью оптического ваттметра, ее величина изменялась в диапазоне 0...2мВт с шагом 0.1мВт. Полученные данные аппроксимированы линейной функцией (4.5):

3) Передаточная функция основного элемента источника тока - Р-канального МОББЕТ-транзистора (NTD2955V) VT1 - определяется зависимостью тока «стока» от напряжения «затвор-исток», которая аппроксимируется кусочно-линейной функцией (4.6):

4) Передаточные функции усилителей обратной связи на ОУ 1С3 и 1С5 определяются их коэффициентами усиления. В АСС-контуре драйвера сигнал с токового шунта снимается через дифференциальный усилитель с единичным усилением в связке с неинвертирующим усилителем с регулируемым коэффициентом усиления в диапазоне 1.5.2. В АРС-контуре коэффициент преобразования «ток-напряжение» трансимпедансного усилителя находится в диапазоне 1000.26000 с настроенным значением, близким к величине 15110.

5) Передаточные функции И-регуляторов на ОУ 1С 1 и 1С4 (Рисунок 4.2) определяются функцией Лапласа типа «1^». Для 1С 1 постоянная времени равна т = Й7СХ = 100мкс (граничная частота ~1.59кГц). Для 1С4 постоянная времени равна т = Й8С3 = 10мкс (граничная частота ~15.9кГц).

Подсистема для задания уставки АРС-контура драйвера состоит из сумматора на ОУ 1С 1, на вход которого поступают два напряжения - одно задается вручную потенциометром R1, второе поступает через внешний разъем с дополнительным уменьшением амплитуды, регулируемой потенциометром R4 (Рисунок 4.2). Сопротивление R4 близко к нулю, коэффициент ослабления сигнала определяется отношением R6/R5 = 0,4.

Долговременная стабильность мощности излучения зависит от стабильности напряжения уставки, и одним из факторов является ее температурную зависимость. Для оценки температурной зависимости цепи уставки использованы экспериментальные данные (Рисунок 4.5). На ли-

/ро(Р) = 0.04642 • Р + 2.4 • 10_6

(4.5)

Ь(^) = [

0, УС5 > -2.884 В 0.057 • УС5 - 0.14532, УС5 < -2.884 В

(4.6)

нейном участке графика отношение Ди^ы^/ДТ ~ 2,28мВ/°С, где AUSetpoint - изменение напряжения на выходе сумматора на ОУ 1С1, ДТ - изменение внешней температуры.

Рисунок 4.5 Зависимость изменения напряжения цепи уставки от изменения внешней температуры

Поскольку излучение ЛД проходит через оптическое волокно ^М600), возможно учесть задержку распространения оптического излучения (~5нс при длине волокна 1м) и величину затухания (0,015дБ/м).

С учетом заданных передаточных функций построена функциональная модель лазерного источника с использованием среды МаЙаЬ Simulink:

Рисунок 4.6 Функциональная модель лазерного источника МПЛИ в Simulink

4.3. Исследование характеристик функциональной модели

Переходная характеристика, снятая с ФД модели при подаче на вход модели ступенчатого сигнала уставки с амплитудой 1,6В (Рисунок 4.7а), свидетельствует о том, что модель является объектом с запаздыванием, время запаздывания составляет ~0,14мс, а время нарастания ~0,03мс.

Для получения реальной переходной характеристики на вход модуляции лазерного источника с генератора подавался прямоугольный сигнал с определенной частотой и амплитудой. С помощью осциллографа анализировался сигнал на нагрузке ФД (Рисунок 4.7б). Время запаздывания отклика составляет ~0,12мс, время нарастания сигнала составляет ~0,03мс. Моделируе-

55

мая и реальная переходные характеристики имеют численное и визуальное сходство, что свидетельствует о близкой идентификации модели реальным данным.

а) б)

Рисунок 4.7 Переходная характеристика лазерного источника, полученная: а)при моделировании; б) в реальных условиях

Построена диаграмма Боде для линеаризованной модели в диапазоне частот 0.01Гц...1МГц. Линеаризованная модель получена для состояния установившегося режима при времени ^0.25мс. Частота среза относительно величины по постоянному току (около -65дБ, см.график), составляет ~20кГц (Рисунок 4.8). Запас по амплитуде и фазе равен го.

Рисунок 4.8 Диаграмма Боде для линеаризованной модели лазерного источника

При увеличении коэффициента И-регулятора АРС-контура (Рисунок 4.9а) уменьшается перерегулирование и увеличивается время установления. Увеличение коэффициента И-регулятора АСС-контура в основном уменьшает перерегулирование (Рисунок 4.9б), а увеличение коэффициента усиления ОС АРС-контура приводит к увеличению перерегулирования (Рисунок 4.9в) и снижению максимальной выходной мощности лазерного источника.

а)

б)

ДSPD(мкА/мВт) ДVsetpoint(мВ) ДК^Ьаск_АРС ДKfeedback_ACC

ДР(мВт) 0,0218 1,423-10-3 6,96-10-5 4,062 -10-4

в)

Рисунок 4.9 Переходные характеристики модели при вариации коэффициента: а) И-регулятора АРС-контура (К1АСС100р= 105); б) И-регулятора АСС-контура (К1АРС100р= 104); в) усиления ОС

АРС-контура (К1арс1оор=Ю4 и К1ассыр=105)

В реальных условиях в лазерном источнике происходят те или иные флуктуации параметров, вызванные различными факторами (например, изменением внешней температуры). Поэтому осуществлен расчет коэффициентов линейной зависимости изменения мощности излучения (ДР) от флуктуации токовой чувствительности встроенного ФД (Д8го), уставки(ДVSetpoint) и коэффициентов И-регуляторов (ДКее^аск_АРС и ДКее^аск_АСС) (Таблица 4.2). Наибольший коэффициент флуктуации мощности излучения наблюдается при вариации токовой чувствительности встроенного ФД - при Д8го =±0,5мкА/мВт, размах колебаний мощности излучения ДР составляет 0,0218 мВт при постоянной мощности излучения ~1мВт.

Таблица 4.2 Коэффициенты зависимости размаха амплитуды колебаний мощности излучения от флуктуации параметров модели

Д8го(мкА/мВт)

ЛVsetpoint(мВ)

ДКееНЬагк АРС

_ДКееаЬаск_АСС 4,062 -10-4

ДР(мВт)

0 0218

1,423-10"

6,96-10"

Поскольку в модели учтены температурные зависимости элементов, построен график стабильности мощности излучения при вариации температуры ±0.5°С. Относительная величина

57

размаха колебаний мощности излучения при вышеприведенном температурном изменении составляет ~0.1% относительно постоянной составляющей (Рисунок 4.10).

а) б)

Рисунок 4.10 Колебания мощности излучения (а), вызванные изменения температуры внешней

среды (б) при анализе модели

Из-за сложности описания всех физических процессов, влияющих на стабильность мощности излучения, модель не имеет колебаний мощности излучения в установившемся режиме. В частности, на стабильность мощности излучения лазерного источника оказывает воздействие других факторов (влияние встроенного ФД, механическая и температурная чувствительность оптоволокна, изменение мощности на торце оптоволокна из-за углового движения лазерного луча и др.).

4.4. Оптимизация параметров цифрового регулятора ССМИ

Перед оптимизацией параметров цифрового регулятора ССМИ необходимо задать передаточные функции элементов ССМИ.

1) Передаточной функцией оптического делительного элемента являются соотношения между мощностью входного луча и двумя выходными лучами, определяемые через коэффициент деления с учетом потерь (~10%).

2) Передаточной функцией АЦП является зависимость выходного цифрового кода от входного аналогового напряжения (4.7):

СойеАВС(уы) =

^¿п • Ке/

2 N

(4.7)

, где Уге^ - величина опорного напряжения АЦП, N - разрядность АЦП.

3) Передаточной функцией ЦАП является зависимость выходного напряжения от входного цифрового кода (4.8):

Vout(CodeDAC) =

Code

DAC

V

(4.8)

2Ы ^ге/

где Уге^ - величина опорного напряжения ЦАП, N - разрядность ЦАП.

4) Передаточной функцией фотодетектора ССМИ является зависимость напряжения на его нагрузке от падающей на ФД мощности излучения (4.9):

иРОК(Р)=Б[Ат^Рт^ (4.9)

, где Б - токовая чувствительность ФД при длине волны 635нм, Р - мощность падающего излучения, И - сопротивление нагрузки.

С учетом заданных передаточных функций элементов ССМИ, а также цифрового регулятора, в модель добавлены необходимые составляющие (Рисунок 4.11). Уставка является значением цифрового кода АЦП и задается ступенчатым сигналом с определенными задержкой и амплитудой, чтобы в момент запуска модели ошибка на входе регулятора была близка к нулю. Таким образом, исключаются дополнительные переходные процессы при наличии третьего контура отрицательной ОС, а постоянное значение мощности определяется «ручной» уставкой и величиной напряжения смещения на выходе ЦАП.

Рисунок 4.11 Модель лазерного источника с подключенной ССМИ

Алгоритм работы цифрового регулятора ССМИ зависит от поставленной задачи. При долговременной стабилизации существенным является температурный дрейф источника опорного напряжения АЦП-модуля ССМИ, поэтому в алгоритм возможно заложить программную корректировку измерений с АЦП при вариации внешней температуры. Добавление автоматической корректировки параметров регулятора в алгоритм делает его более адаптивным к внешним возмущениям. Алгоритм регулятора может содержать элементы нечеткой логики или нейросетево-го управления, но ввиду его реализации на маломощном микроконтроллере, применение вышеуказанного подхода ограничено.

В задаче стабилизации ключевым является качество установившегося режима. При этом изменение задающего сигнала (уставки) в процессе работы ССМИ не предполагается, однако следует учитывать и возможное влияние внешних возмущений. Исходя из вышеуказанных условий, для минимизации ошибки рассогласования целесообразно применение И-звена. Поэтому для первичной оценки и сравнения выбраны три регулятора стандартного типа - «И-», «ПИ-» и «ПИД-»[57].

Оптимизация параметров регулятора проводилась на основе разработанной математической модели лазерного источника и ССМИ (Рисунок 4.11). Цель оптимизации - минимизация величины размаха импульсного и низкочастотного внешних возмущений, имитируемых нестабильность мощности. В общем смысле, импульсное возмущение характеризует высокочастотную нестабильность мощности при механической деформации оптоволокна, а низкочастотное возмущение - влияние температурной нестабильности ЛД на работу APC-контура, влияние интерференционных явлений на поверхности встроенного ФД с изменяющимися температурными условиями на стабильность мощности излучения и т.д.

Требования к обеспечению минимальной амплитуды колебаний мощности излучения при низкочастотных (<0.01Гц) и импульсных возмущениях являются противоречивыми - при оптимизации регулятора только в условиях низкочастотных возмущений могут появляться автоколебания в условиях импульсных возмущений. Для корректной оптимизации возмущения возможно разделить по времени для «баланса» между максимальным подавлением низкочастотных колебаний и минимальным перерегулированием, возникающим от импульсных колебаний при настройке регулятора.

Импульсное возмущение мощности излучения возможно получить с помощью источника ступенчатого сигнала, а низкочастотное - с помощью источника розового шума с выходным ФНЧ-фильтром (с частотой среза ~0.01Гц). При моделировании источники излучения размещаются между лазерным диодом и делительным элементом. Относительная амплитуда источников возмущений при моделировании выбирается на уровне 1%.

Для оптимизации параметров регулятора использовалась утилита ПО Simulink - Response Optimization. При оптимизации использовался метод градиентного спуска на основе SQP-алгоритма [58].

Для ускорения вычислений первичный поиск оптимальный параметров регулятора проводился при длительности симуляции модели ~200с, а тестирование оптимальных параметров регулятора при низкочастотном возмущении - при длительности симуляции 30 минут. После

моделирования определены показатели стабильности мощности излучения при 3-х типах регуляторов. Архитектурно-оптимальным в данном случае является ПИ-регулятор - при нем достигнуто наименьшее отношение размаха переменной составляющей нестабильности к постоянной (Таблица 4.3).

Таблица 4.3 Сравнение размаха выходных колебаний мощности излучения с общей длительностью 1800с при различных цифровых регуляторах

Тип регулятора Параметры регулятора после оптимизации Размах колебаний мощности при Тмодел=1800с, мВт

без внешней ССМИ с внешней ССМИ

И- 1=1,4050 2,71Т0-2 8,38Т0-4

ПИ- Р=0,2339; 1=2,2078 2,71Т0-2 5,38Т0-4

ПИД- Р=0,1121; 1=2,2118; D=-2,125•10-4 2,71Т0-2 5,94Т0-4

Произведен анализ работы оптимизированного ПИ-регулятора при 24-часовой длительности низкочастотного возмущения. Размах колебаний мощности излучения составил ~9,2-10-4

мВт при исходной величины размаха колебаний —3,8^10- мВт и постоянной составляющей 1мВт (Рисунок 4.12а). В частотной области, в диапазоне частот

показатель стабильности улучшен в среднем в 100раз (Рисунок 4.12б).

"Птефоиге) Frequency(Hz)

а) б)

Рисунок 4.12 Сравнение результатов моделирования стабильности мощности излучения раздельно (темным цветом) и совместно (красным цветом) с ССМИ: а) во временной области; б) в

частотной области

4.5. Аппаратная и программная реализация модулей ССМИ

Рассмотрим особенности схем модулей ССМИ (Рисунок 4.13).

Рисунок 4.13 Общая блок-схема структуры модулей ССМИ

Схема АЦП-модуля ССМИ приведена в Приложении 1. Её основу составляет прецизионный и малошумящий АЦП (Таблица 4.4) [53].

Таблица 4.4 Характеристики АЦП ADS1255

Разрешение 24 бит

Кол-во каналов 1 differential / 2 single-ended

Частота выборки 2.5SPS...30kSPS

Диапазон температур -40°C ... +85°C

Температурный дрейф нуля ±100нВ/°С (при PGA=1); ±4нВ/°С (при PGA=64)

Температурный дрейф усиления ±0.8ppm/°C

Ошибка смещения нуля 0.247мкВ (rms, PGA=1, 2.5SPS); 0.033мкВ(гт^ PGA=64, 2.5SPS)

Ошибка усиления ±0.005% (при PGA=1) ; ±0.03% (при PGA=64)

Интегральная нелинейность ±3-10-4 FSR (при PGA=1) ; ±7-10-4 FSR (при PGA=64)

Особенности PGA(1...64), встроенный буфер для увеличения импеданса (до 160 МОм), цифровой фильтр, подключение токовых датчиков, дифференциальный вход опорного напряжения

ФД АЦП-модуля возможно подключить как в фотогальваническом, так и фотодиодном режимах - для смещения фотодиода в обратном направлении катод ФД подключается к узлу ТР2, напряжение на котором регулируется через делитель в цепи ИОН. С одной стороны ИОН является источником смещения для ФД при фотодиодном режиме, а с другой - референсным источником для АЦП, что позволяет уменьшить шум и влияние температурного дрейфа во входной цепи фотодиода. Во входной цепи ФД не применялся дополнительный (трансимпе-

62

дансный) усилитель, т.к. АЦП уже содержит внутри себя встроенные усилители - буферный и программируемый.

Частота среза RC фильтра на входе АЦП составляет ~ 159Гц. Фильтр ограничивает высокочастотный шум вблизи частоты модулятора АЦП. Выход ИОН U10A(REF5025) подключается к АЦП через дополнительный буфер на ОУ U8A - 0PA350 c предварительным RC-фильтром с частотой среза ~ 66Гц.

Величина LSB (младшего значащего разряда) у АЦП зависит величины опорного напряжения Vref и коэффициента усиления встроенного усилителя (PGA). При Vref=2.5В, PGA = 8, LSB = (2.5-2/8)/(223-1) = 74.5нВ. Размах шума ADS1255 при выборке данных 10SPS (частота 10Гц) и PGA = 8 составляет 0,084 мкВ.

Рассмотрим схему ЦАП-модуля ССМИ, приведенную в Приложении 2. В данной схеме использовался 18-битный ЦАП (Таблица 4.5) [53].

Таблица 4.5 Характеристики ЦАП DAC9881

Разрешение 18 бит

Кол-во каналов 1

Питание 2.7В...5.5 В (аналог. + цифр.) 1.25....5.5В (опорное)

Низкочастотный шум/дрейф 2мкВ (реаЫо-реак, 0.1. .10Гц) 0.1ррт от полной шкалы (за 500 часов, 5.5-10- Гц) 7 0.2ррт от полной шкалы (за 1000 часов, 2.7-10- Гц)

Температурный дрейф нуля ±0.25.. ,0.8ррт/°С от полной шкалы

Температурный дрейф усиления ±0.25...±0.4 ррт/°С

Ошибка смещения нуля ±16...±32LSB

Ошибка усиления ±16...±32LSB

В цепи соединения ИОН и9А применено «соединение Кельвина» (четырёхконтактная схема) с использованием двух интеграторов на ОУ и7А и и7В. Это дает эффект уменьшения интегральной и дифференциальной нелинейности. С помощью делителей на резисторах R15-R17-R19 устанавливается величина опорного напряжения для ЦАП - в данной схеме она составляет ~1.075В. Величина LSB у ЦАП DAC9881 при вышеуказанном выходном опорном

18

напряжении составляет 1.075В/2 «4.1мкВ. Следует учитывать, что при токовой нагрузке 1мА, величина LSB увеличивается в зависимости от нагрузочного сопротивления и длины проводника.

Для подачи опорного питания на АЦП и ЦАП использованы малошумящие (с размах выходного шума ~3 мкВ) и прецизионные (с точностью 0,05%) источники опорного напряжения, с низким температурным дрейфом 3ppm/°C - Texas Instruments REF50xx. Для управления АЦП и ЦАП используются микроконтроллеры серии STM32F0. К обоим модулям возможно подключить температурный датчик DS18B20 по 1-wire интерфейсу - через разъем P2 у АЦП модуля и через разъем P4 у ЦАП модуля. Для передачи данных в обоих модулях используются микросхемы MAX3483 - приемопередатчик RS-485/RS-422. ЦАП-модуль подключается через цифровой изолятор на основе ADUM1201 к USB-концентратору ПК с помощью USB-UART переходника на основе CP2102.

Для вышеописанных схем модулей разработаны печатные платы (Рисунок 4.14). Плата АЦП-модуля имеет размер 70x45мм, плата ЦАП-модуля - 80x47мм. При проектировании плат учитывались требования, предъявляемые к прецизионным и малошумящим схемам. Плата ЦАП-модуля размещается внутри металлического корпуса для экранировки от электромагнитных помех, а плата АЦП-модуля - внутри корпуса МПЛИ.

а) б)

Рисунок 4.14 Общий вид плат модулей ССМИ: а) АЦП-модуль; б) ЦАП-модуль

Для настройки и мониторинга работы модулей ССМИ с использованием ПК разработана программа на языке Python (Рисунок 4.15). В программе реализованы функции конфигурации параметров АЦП, ЦАП, цифрового регулятора, запуск процесса стабилизации, мониторинг изменения температуры и т.д.

Ю ADC-DAC system control program for laser power stabilization

COM7

System port

Write_ADC_reg

SEND

Read_ADC_regs ^^^^^ SE

MPLI_temp: 24.00°C Extemal_temp: 25.20°C

DAC_output(V)

Calib_ADC

Kp

Kd

1,20 fv] 0,23 С j 0,00 I С

dt(s)

Setpoint(V) Laser power stabilization

|o. 112866 j SET I I RUN | | STOP | | Calib_system]

Read_ADC_CH 0.56 SET

.од data:

"30/IÜL = JUÖf^l^

30012323e 1 b5fdff3c232f pga = ofc =

-587 fsc = 3089212

30012323elb5fdff3c232f pga = ofc = 1

-587 fsc = 3089212 v

О 0.11288

ID С

«» 0.11286 Q.

~ 0.11284

О <

0.11282

ЛЛ

II I г ^тг1 I I 'у ' 11 1 1 I 1 11 ' 1 1 I " 11

3900 Counts

Рисунок 4.15 Интерфейс программы для работы со ССМИ

4.6. Исследование работы системы стабилизации мощности излучения

Теоретическая точность ССМИ определяется величинами МЗР АЦП и ЦАП. Величина МЗР у АЦП составляет 74,5нВ, у ЦАП - 4,1мкВ. Теоретические величины минимального размаха выходного шума мощности Pmin noise р р и максимального размаха амплитуды внешних возмущений Ртах ext noise р р, которую может «подавить» ЦАП-модуль ССМИ, определяются как:

Pjnin_noise_p_p 2^ref " ^mod_in 2 " " 10 " 0,2334 1,91 ' 10 МВт ^тах_ext_noise_p_p ^ref ' ^modin 1,07S ' 0,2334 ~ 0,25мВт

, где Kmod ¿п = 0,2334 мВт/В - передаточный коэффициент отношения мощности излучения к входному напряжению модуляции лазерного источника, Vref - величина источника опорного напряжения в ЦАП-модуле.

Измеренная за сутки величина размаха шума входа АЦП модуля c подключенным оптически изолированным ФД составляет 1,5мкВ, а выхода ЦАП модуля - 15мкВ.

Проверка ССМИ выполнялась по следующей схеме (Рисунок 4.16). Выходной луч лазера

поступает в коллиматор, после чего делится с помощью делительного куба (Thorlabs BS004),

после которого один из лучей регистрируется ФД (Hamamatsu S12915-1010R), подключенным к

АЦП-модулю ССМИ, а второй луч - ФД, подключенным к каналу DAQ-системы с частотой

65

выборки 10Гц. Выход ЦАП подключается к входу модуляции лазерного источника. Весь стенд размещается на оптическом столе.

Рисунок 4.16 Схема экспериментального стенда для проверки ССМИ

Сравнение измерений совместно и без использования внешней ССМИ выполнялось в относительных единицах - для каждого вектора измерений осуществлялось центрирование данных, а затем деление на среднее (Рисунок 4.18). Определены численные показатели полученных данных (Таблица 4.6). Применение ССМИ улучшило относительный показатель суточной стабильности мощности излучения в среднем в 43 раза.

~Ппле(НН:тт)

Рисунок 4.17 График стабильности мощности излучения в относительных единицах за 24 часа

без использования внешней ССМИ

а)

б)

Рисунок 4.18 Графики стабильности мощности излучения в относительных единицах за 24 часа при использовании внешней ССМИ: а) сигнал с мониторирующего ФД, подключенного к каналу DT9824; б) сигнал с ФД обратной связи, подключенного к входу АЦП-модуля

Frequency(Hz)

Рисунок 4.19 Амплитудно-частотные спектры сигналов мощности излучения совместно (черн.)

и без применения ССМИ (красн.)

Таблица 4.6 Сравнение результатов измерений стабильности лазерной мощности во временной области по экспериментальным данным

ди/итеап (размах) Ди/итеап (станд.отклонение)

без внешней ССМИ 2-10-2 3,74-10-3

с внешней ССМИ (сигнал с мониторирующего ФД) 4,66-10-4 9,42-10-5

с внешней ССМИ (сигнал с ФД обратной связи) 1,11810-4 1,034-10-5

Остаточная» нестабильность мощности излучения (Рисунок 4.18а) связана с неодинаковой динамикой сигналов лазерной мощности на двух сторонах делительного куба из-за частичного отличия входного усиления и смещения в АЦП-модуле и DAQ-системе, разной стабильностью ИОН. Дополнительно проведенное исследование по регистрации стабильности мощности излучения на двух сторонах делительного куба с помощью разных систем сбора данных, показывает, что даже в случае регистрации сигналов лазерной мощности двумя ФД с одинаковыми сопротивлениями нагрузки, подключенными к каналам одной DAQ-системы, также наблюдается частичное рассогласование динамики сигналов (Рисунок 4.20). Полученные графики разницы сигналов с ФД (Рисунок 4.20б,г) можно интерпретировать как пороговый результат стабилизации лазерной мощности - с помощью вычитания практически одинаковых сигналов с ФД нестабильность лазерной мощности уменьшается.

а)

б)

"Пте(Н)

В)

Пте(Н)

г)

Рисунок 4.20. Динамика сигналов лазерной мощности и их разницы на двух сторонах делительного куба в относительных величинах на 2-х сторонах делительного куба с использованием

DAQ-системы DT9824 (а,б) и DT9828 (в,г)

Долговременный дрейф остаточной нестабильности в сигнале лазерной мощности (Рисунок 4.18а) также имеет отрицательную корреляцию с данными канала DAQ-системы без подключений, обладающим повышенной чувствительностью к внешним температурным изменениям. Это подтверждает график сигнала (Рисунок 4.21), полученного с другого канала DAQ-системы при работе ССМИ с высоким входным импедансом и повышенной чувствительности к внешним температурным изменениям (Таблица 3.2).

-0,00555 -0,00560

>

§ -0,00565 г

-0,00570 -0,00575 -0,00580

22:00 01:00 04:00 07:00 10:00 13:00 16:00 19:00 22:00 "Пте(НН:тт)

Рисунок 4.21 График сигнала с канала DAQ-системы без подключений, полученный при одновременной работе ССМИ

4.7. Анализ температурной зависимости АЦП-модуля системы стабилизации

Ключевым звеном ССМИ является источник опорного напряжения АЦП-модуля, стабильность которого определяет качество и точность работы ССМИ в низкочастотной области. Температурная зависимость выхода ЦАП-модуля не является столь значимой, поскольку низкочастотные флуктуации выходного напряжения компенсируются за счет обратной связи. В связи с этим произведено исследование температурной зависимости входа АЦП-модуля при подключении оптически изолированного ФД. В частности, на основе исследования температурной зависимости можно разработать программный метод компенсации измерений [45,56].

Для оценки температурной зависимости АЦП модуля получены экспериментальные данные с оптически изолированного ФД при подключенной нагрузке ~1кОм в фотодиодном режиме за 18 часов (Рисунок 4.22). Частота оцифровки АЦП модуля составляла 10Гц. Из полученных данных следует, что имеется отрицательная корреляционная зависимость между основным сигналом и температурными данными, коэффициент корреляции Пирсона составляет -0,97. Усредненный линейный коэффициент температурной зависимости составляет -22,6мкВ/°С -рассчитывается из отношения Диуср/ДТ, где Лиуср - разница между усредненными значениями (Рисунок 4.22, зеленая кривая), ДТ - разница средних температур при двух временных отсчетах графика.

а)

б)

Рисунок 4.22 Данные за 18 часов с усреднением: а) сигнал на входе АЦП модуля при подключенной нагрузке 1кОм оптически изолированного ФД; б) сигнал с датчика температуры

DS18B20

Частичную компенсацию температурного дрейфа измерений АЦП можно осуществить программно, с использованием выражения (4.10):

айс_йа1а_пе№ = adc_d.ata_cu.rr — Кт(Тсигг — Тге^)

(4.10)

, где adc_data_new - температурно-компенсированное значение кода АЦП, adc_data_curr -текущее значение кода АЦП, Кт - усредненный температурный коэффициент, Тсигг - текущее среднее значение температуры, Тге^ - среднее значение температуры, зафиксированное в начале измерений. Использование данной компенсации позволило уменьшить в данном случае размах низкочастотного дрейфа в два раза, а СКО - в 4,2 раза.

Для оценки температурной зависимости основных элементов АЦП-модуля проведен эксперимент по точечному кратковременному охлаждению элементов модуля (АЦП, ИОН, ФД и сопротивление нагрузки ФД 1кОм) на ~1,5 °С с помощью малогабаритного элемента Пельтье (~10х10мм). АЦП-модуль с подключенным оптоизолированным ФД размещался в условиях пассивной термоизоляции, измерения дрейфа выходного кода АЦП при кратковременном включении элемента Пельтье проводились через 30 минут после основного включения модуля. Как видно из графика (Рисунок 4.23), наиболее термочувствительным элементом в данном случае является АЦП.

40 -1

<и с

о -20 о

О а

< -40

-100

/У

/ V'

-А0С^етр_1трас1 -КЕР_1етр_1трас1 -РО_1оасМетр_1тра -РО_1етр _ипрас1 А

2 3

"Пте(5есопс]5)

Рисунок 4.23 Изменение выходного сигнала АЦП-модуля в коде АЦП при импульсном температурном охлаждении элементов модуля (АЦП, ИОН, ФД, сопротивление нагрузки ФД) с помощью элемента Пельтье

Стоит отметить, что термокомпенсация измерений АЦП-модуля актуальна при значительных вариациях внешней температуры. Некоторые образцы МПЛИ устанавливаются в условиях «подвальных» помещений, где суточная температура может варьироваться за пределами ±1..2°С. Также при включении АЦП-модуля необходимо время на его «прогрев» - его можно сократить, применив термокомпенсацию измерений.

Для оценки значимости коррекции сигнала лазерной мощности при термокомпенсации измерений, необходимо сравнить сигналы в двух случаях. Для сигнала лазерной мощности (Рисунок 4.17), величина размаха составляет ~0,02-0,1=2мВ (произведение размаха в относительной величине на среднее значение сигнала на ФД в Вольтах). Учитывая, что оценка изменения внешней температуры при вышеприведенном сигнале лазерной мощности составляет ~0,34°С (вычисляется по данным с канала без подключений, Рисунок 4.21), изменение усредненного сигнала с оптоизолированного ФД при вышеуказанной температурной вариации составит ~7,4мкВ. Таким образом, размах сигнала лазерной мощности ~в 270 раз больше размаха сигнала с оптоизолированного ФД.

4.8. Разработка регулятора ССМИ на базе нечеткой логики

Для улучшения подавления низкочастотных внешних возмущений лазерной мощности цифровой регулятор ССМИ должен обладать адаптивностью, т.е. автоматической коррекцией своих параметров при выходе отклонения за допустимые пределы. Одним из способов дости-

жения адаптивности регулятора является применение нечеткой логики. Поскольку ССМИ построена на базе ПИ-регулятора, можно корректировать его пропорциональный и интегральный коэффициенты в зависимости от величины ошибки, ее производной, производной выходной величины регулятора и др.[55].

Общая структура нечеткого ПИ-регулятора включает в себя базу правил, блок логического вывода, фазификатор и дефазификатор (Рисунок 4.24). На вход регулятора подается ошибка и её производная. Далее производится процесс их фазификации - определение вероятности отношения к тому или иному диапазону значений лингвистических переменных. После этого на основе базы заданных логических правил формируется значение выходной лингвистической переменной и выполняется ее дефазификация. По итогу на выходе регулятора с заданным периодом регулятора формируются два значения - пропорциональный и интегральный коэффициенты.

Рисунок 4.24 Структура нечеткого ПИ-регулятора с объектом управления

Вместо производной ошибки в данном случае взята разница ошибок (текущей и предыдущей). Для нечеткого ПИ-регулятора ССМИ выбрано 5 лингвистических значений, характеризующих диапазоны значений:

• ошибки и разницы ошибок (текущей и предыдущей) - КМ(отрицательное среднее), NS(отрицательное малое), Z(нулевое), PS(положительное малое), РМ(положительное среднее).

• коэффициентов регулятора - VS(очень малое), S(малое); М(среднее); В(большое); УВ (очень большое)

Границы каждого диапазона ошибки и разницы ошибок определяются из минимального входного шума ССМИ в установившемся режиме и требований по отклонению ошибки от уставки, а границы диапазона коэффициентов регулятора - по параметрам переходной характеристики.

Membership function plots DM ™",ta: 161

а) б)

Рисунок 4.25 Функции принадлежности для входных переменных нечеткого ПИ-регулятора: а)

для ошибки; б) для разницы ошибок

а) б)

Рисунок 4.26 Функции принадлежности для выходных переменных нечеткого ПИ-регулятора: а) для пропорционального коэффициента; б) для интегрального коэффициента

Для вывода параметров регулятора сформирована таблица нечетких логических правил (Таблица 4.7, «е» обозначает ошибку, <^е» - разницу ошибок). Значения логического вывода помечены верхними сносками, обозначающими принадлежность к конкретной группе правил [59]:

1) «Установившийся» режим - отклонение от уставки нулевое или малое, значение ошибки и разницы ошибок в диапазоне «NS.PS». Для снижения перерегулирования и влияния на систему Кр не меняется или уменьшается, а К увеличивается для минимизации установившейся ошибки.

2) Ошибка и разница ошибок имеют разные знаки - происходит движение к уставке, Кр и К уменьшаются.

3) Ошибка и разница ошибок имеют одинаковые знаки и меняются в диапазоне «NM...PM» -предположительно происходит движение от уставки (например, при ее изменении или «скачке» сигнала), необходимо усилить воздействие - Кр увеличивается, а К не изменяется или уменьшается.

Таблица 4.7 Таблица нечетких правил для пропорционального и интегрального коэффициентов регулятора

\ de е КМ ш Z PS РМ

КМ VB/VB3 в/ув3 VS/S2 S/S2 М/М2

ш в/ув3 M/VB1 М/М1 в/М1 в/в2