Методология разработки бесчиповых и ультракомпактных UHF-меток с учетом электродинамического окружения тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 00.00.00, кандидат наук Эпов Илья Владимирович

• Эпов Илья Владимирович
• кандидат наук
• 2025

Оглавление диссертации кандидат наук Эпов Илья Владимирович

Предисловие

1. Введение

1.1. Принцип работы бесчиповых радиочастотных меток, работающих в частотной области

1.2. Принцип работы меток на ПАВ

1.3. Электрически малые антенны для разработки ультракомпактных ПЭТ-меток

1.4. Основные характеристики электрически малых антенн

1.5. Применение электрически малых антенн в радиочастотной идентификации УВЧ-диапазона

1.6. Изменение параметров радиочастотной ПИР-метки при ее контакте с проводящими поверхностями

1.7. Постановка задачи

2. Разработка малогабаритной радиочастотной метки на основе трансформатора импеданса в виде щелевой линии передач

2.1. Согласование импедансов микросхемы и антенны метки

2.2. Топология радиочастотной метки

2.3. Результаты численного моделирования исследуемой конструкции

2.4. Практические измерения исследуемой конструкции

2.5. Модификация конструкции антенны для работы метки на ПАВ

2.6. Выводы к Главе

3. Исследование влияния проводящих поверхностей на электрофизические параметры объемных меток

3.1. Изменение значения рабочей частоты и дальности считывания метки при контакте с металлом

3.2. Размещение метки в металлическом отверстии

3.3. Применение ферромагнитных материалов

3.4. Выводы к Главе

4. Разработка корреляционного метода считывания бесчиповой радиочастотной метки с использованием согласованного фильтра

4.1. Применения согласованного фильтра для улучшения ОСШ

4.2. Оценка возможности использования согласованного фильтра

4.3. Разработка согласованного фильтра для улучшения процесса считывания бесчиповой метки, работающей в частотной области

4.4. Выводы к Главе

5. Методика измерения входного импеданса антенн для радиочастотных меток СВЧ-диапазона с применением векторного анализатора цепей

5.1. Калибровочный набор для векторного анализатора цепей на основе микрополосковой

линии передач для измерения антенн с несбалансированным входом

5.2. Измерительная оснастка и результаты измерений антенн ЯРЮ-меток

5.3. Выводы к Главе

Заключение

Благодарность

Литература

Список используемых сокращений и обозначений

Я^ГО - радиочастотная идентификация СВЧ - сверхвысокие частоты ЧМС - частота максимального согласования ЛП - линия передач

КПД - коэффициент полезного действия

КУ - коэффициент усиления

ДН - диаграмма направленности

КНД - коэффициент направленного действия

ПАВ - поверхностно-акустические волны

ОСШ - отношение сигнал-шум

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Методология разработки бесчиповых и ультракомпактных UHF-меток с учетом электродинамического окружения»

Предисловие

В настоящее время широким диапазоном применений обладают различные приемопередающие устройства, к которым можно причислить средства мобильной связи, приемники сигналов спутниковых систем, устройства радиочастотной идентификации (КРГО) и т.д. В области радиочастотной идентификации при проектировании радиометок, с помощью которых происходит маркировка объектов, учитываются такие требования, как уменьшение размеров устройства, достижение необходимого значения дальности считывания радиометки, наличие достаточного объема памяти метки с возможностью перезаписи и множество других. Необходимость постепенного уменьшения размеров радиочастотных меток продиктована существующей сегодня тенденцией миниатюризации приемопередающих устройств, обусловленной возможностями повышения быстродействия устройств, снижением их энергопотребления и т.д. Радиочастотные метки могут содержать в своей конструкции микросхему, отвечающую за обработку внешнего сигнала и на его основе формирующую ответ, который переизлучается антенной метки и принимается приемным устройством -считывателем. Существуют также конструкции бесчиповых радиочастотных меток на основе резонансных структур, в которых кодированная информация, записываемая в метку, может определяться, например, набором резонансных частот, на которых метка отлично переотражает сигнал (и для каждой метки данный набор частот является уникальным). Более того, при проектировании радиочастотных меток необходимо учитывать тот факт, что в условиях эксплуатации метка размещается на поверхности некоторого объекта, который необходимо идентифицировать в будущем. Другими словами, в процессе считывания метка находится в некотором электродинамическом окружении, которое в свою очередь влияет на работоспособность метки, изменяя такие параметры метки, как дальность считывания и рабочая частота. Поэтому, для достижения желаемого уровня работоспособности метки при ее разработке

необходимо учитывать влияние внешних элементов среды, которые находятся в ближней зоне антенны метки.

Таким образом, исследование и разработка бесчиповых и ультракомпактных ЦНР-меток с учетом электродинамического окружения является достаточно актуальной задачей.

Данная диссертационная работа посвящена исследованию и проектированию ультракомпактных радиочастотных меток для применения в устройствах радиочастотной идентификации, работающих в ультравысокочастотном (УВЧ-диапазоне), и бесчиповых меток, работающих в сверхвысокочастотном диапазоне (СВЧ-диапазоне), с учетом электродинамического окружения. В работе наибольшее внимание уделено исследованию различных конструкций и типов антенн, вопросу согласования основных компонентов радиочастотной метки, одной из которых является антенна, влиянию посторонних объектов, которые могут находиться в непосредственной близости от антенны, на ее характеристики, а также возможностям улучшения приема сигнала от бесчиповой метки при наличии в сигнале посторонних шумов.

Радиочастотные метки, работающие в УВЧ-диапазоне, функционируют посредством обмена радиосигналами между считывателем (ридером) и транспондером (самой меткой). Необходимо отметить, что для радиометок, конструкция которых содержит микросхему, в Российской Федерации разрешенный диапазон частот для такого радиосигнала составляет 865-868 МГц. Для того, чтобы при заданной частоте радиосигнала дальность считывания метки принимала свое наибольшее значение необходимо, чтобы на этой частоте входные импедансы антенны и микросхемы метки были комплексно согласованы. В таком случае данная частота будет называться частотой максимального согласования (ЧМС или рабочая частота).

В первой главе представлен обзор разработанных решений в области бесчиповых радиочастотных меток, работающих в частотной области и во временной (метки на ПАВ). Также представлен обзор возможностей применения электрически малых антенн в устройствах радиочастотной идентификации,

работающих в ИНБ-диапазоне. Показаны электрические свойства данных антенн и связанные с ними фундаментальные ограничения на мощность излучения. Рассмотрены вопросы изменения параметров радиочастотных ИНБ-меток при их контакте с металлическими поверхностями. Сформулирована постановка основной задачи исследования.

Во второй главе предложена конструкция электрически малой антенны для радиочастотной метки, включающая в себя трансформатор импеданса на основе резонатора в виде четвертьволновой щелевой линии передач. Описана методика достижения полного согласования импедансов антенны и микросхемы метки, состоящая из варьирования двух независимых друг от друга конструктивных параметров антенны. Показаны результаты измерения дальности считывания разработанной метки при ее размещении на различных диэлектрических поверхностях.

В третьей главе представлено исследование влияния внешних проводящих объектов, которые могут находиться в ближней зоне электрически малой антенны радиочастотной метки, работающие в ИНБ-диапазоне. Представлено описание изменения выходных параметров радиочастотной метки при ее контакте с проводящими поверхностями, а также при ее погружении вглубь проводящего объекта на глубину, равную толщине метки.

В четвертой главе предложен метод улучшения приема радиосигнала от бесчиповой метки с применением кросскорреляционной функции и согласованного фильтра. Проведено теоретическое моделирование конструкции бесчиповой метки на основе частотно-селективной поверхности и расчет кросскорреляционной функции при различных отношениях сигнал-шум (ОСШ). Теоретический расчет подтвердил возможность применения метода. Была разработана конструкция метки на основе частотно-селективной поверхности, S2,1-параметр которой был измерен с использованием векторного анализатора цепей и широкополосной антенны Вивальди. Метка размещалась на диэлектрическом объекте. На основе промежуточных измерений был разработан согласованный фильтр, который далее был использован в качестве аргумента кросскорреляционной функции. В качестве

вторых аргументов использовались измерения метки на расстоянии менее 0.5 метра. Несмотря на наличие шумов и сторонних резонансов, не заложенных в код метки, расчет и последующий анализ корреляционной функции показал характерное наличие метки в пространстве, что является подтверждением справедливости применения предлагаемого метода.

В пятой главе описана методика измерения входного импеданса антенн для радиочастотных меток СВЧ-диапазона с применением векторного анализатора цепей. Представлен и описан калибровочный набор, разработанный на основе микрополосковой линии передач (ЛП), для векторного анализатора цепей для измерения антенн с несбалансированным входом. Показаны результаты измерений импеданса выбранной конструкции антенны радиометки, с помощью которых была определена ЧМС метки.

1. Введение

1.1. Принцип работы бесчиповых радиочастотных меток, работающих в частотной области

Основной принцип радиочастотной идентификации заключается в беспроводном взаимодействии считывателя и метки. В самом простом случае это выглядит следующим образом: считыватель излучает в окружающее пространство радиосигнал, который может приниматься меткой. Метка в свою очередь на его основе переизлучает ответный сигнал, в котором закодирована вся необходимая информация (имя, место производства, состояние объекта и др.).

В случае бесчиповой метки, где микросхема отсутствует, метка должна выполнять одновременно функции рассеивателя и кодировщика. С точки зрения рассеивания метка должна переизлучать радиосигнал с максимально возможной амплитудой для возможности считывания с наибольшего расстояния. С точки зрения кодирования в метке должен быть заложен максимальный объем полезной информации [1].

В данной работе среди бесчиповых меток рассматриваются метки, основанные на обратном отражении (Backscattered-Based Tags) и имеющие в своей структуре набор резонансных элементов, настроенных на разный набор частот. Идентификация таких меток происходит через спектральный анализ полученного ответа от метки. Принцип работы указанных меток показан на рисунке 1.1. Считыватель отправляет радиосигнал в установленном диапазоне частот, далее электромагнитная волна взаимодействует с меткой, частично отражаясь обратно в сторону считывателя и частично рассеиваясь в пространстве [2].

Основными преимуществами таких меток является отсутствие микросхемы, что делает их устойчивыми к радиационному излучению, дешевизна, а также простой способ изготовления. Ключевым недостатком также исходя из отсутствия чипа являются невысокая информативность и невозможность перезаписи данных.

Рисунок 1.1 - Принцип работы бесчиповых меток, основанных на обратном

отражении [2]

В данном случае каждая метка будет обладать набором резонансных частот, которые определяются свойствами резонансных элементов в структуре антенны. Отличие одной метки от остальных заключается в том, что для ее набор частот является уникальным и не пересекается с наборами частот для других меток.

Основные задачи в данном направлении - это, во-первых, разработка конструкций высокодобротных и компактных резонаторов, где каждый резонанс должен характерно отличаться от других и выделяться среди шумов, а во-вторых, разработка методов увеличения информационной емкости меток (количество бит информации, которое можно записать в метку).

Конструкции резонаторов могут быть разными. В [3-4] конструкция меток представлена в виде массива полуволновых диполей, образующих частотно-селективную поверхность. В [5-6] конструкцией меток является набор из резонаторов, выполненных в виде буквы "С" (C-resonators), каждый из которых настроен на свою частоту (рисунок 1.2). В [7-9] представлены конструкции в виде наборов из кольцевых резонаторов (рисунок 1.3).

Рисунок. 1.2 - Изображение метки в виде набора из резонаторов в виде буквы "С"

(C-resonators) [5]

Рисунок 1.3 - Изображение метки, состоящей из массива наборов кольцевых

резонаторов [8]

Для увеличения информационной емкости бесчиповых меток используются конструкции гибридных меток, чья основная задача - присвоить одному резонансному элементу более чем два логических состояния. Для этого было исследовано и разработано несколько вариантов.

В [10-12] представлены варианты резонаторов, где при сохранении значения частоты резонатора путем вариации размеров некоторых элементов антенны разработчики изменяли амплитуду обратно отраженного сигнала так, что она могла

иметь, например, четыре отличных друг от друга значения данной амплитуды (рисунок 1.4).

Рисунок 1.4 - Изображение "метки 1" (а), "метки 3" (б) и "метки 4" (с), которые

отличаются лишь шириной зазора между их элементами (слева); график зависимости измеренной эффективной площади рассеяния гибридных меток от

частоты (справа) [12] В [13] представлена гибридная метка, кодировка в которой происходит по двум независимым параметрам: положению резонансной частоты и значению фазового сдвига (рисунок 1.5). В результате вариацией двух независимых параметров удалось получить информационную емкость в 23 бит.

Рисунок 1.5 - Принцип кодирования в разработанной метке, в котором рассматривается частотный и фазовый сдвиги [13]

Существуют также гибридные метки, где отдельно рассматривают положение частоты резонанса и ее ширину [14]. В [15, 16] предложены конструкции меток, которые могут выдавать резонансы в зависимости от направления поляризации электромагнитной волны. Таким образом, были изложены основные способы увеличения информационной емкости бесчиповых меток.

Необходимо отметить, что в указанных работах для анализа полученных измерений меток рассматривается зависимость эффективной площади рассеяния метки от частоты (ЭПР, Radar Cross Section, RCS), которая может определяться отношением мощности сигнала, отраженного от метки, к плотности потока мощности падающего сигнала от считывателя. Связано это со следующим:

В процессе считывания приемопередающим считывателем бесчиповой метки в некотором электродинамическом окружении обратный сигнал, поступающий на антенну считывателя, состоит из шести компонентов (рисунок 1.6) [17]:

• полезной ЭМ-волны, вызванной возбуждениями резонансов в антенне метки (antenna mode RCS);

• ЭМ-волны, вызванной резонансами от метки, связанными с формой, размерами и геометрией метки, не зависящие от внутренней электрической структуры метки (structural mode RCS);

• прямой утечки из-за импедансного рассогласования фидера считывателя и его антенны (reflection from antenna);

• отражения сигнала от объекта, который маркируется меткой (attached object reflection);

• переотражения полезного сигнала от окружающих метку объектов (multipath reflection);

• Отражения сигнала от окружающих метку объектов (object reflection).

Рисунок 1.6 - Компоненты отраженного сигнала в процессе считывания

бесчиповой метки [17] Для упрощения анализа в учет берутся только первые три компоненты. В таком случае сигнал обратного отражения выглядит следующим образом [18]:

Угх(Г)=Уг(П + у5(0+у<(П (1) где первое слагаемое связано с импедансным рассогласованием антенны считывателя, второе - с отражением от метки, связанным с ее размерами и геометрией, третье - с полезным сигналом, связанным возбуждением резонансов в самой метке. Очевидно, для декодирования обратного сигнала необходим анализ полезного сигнала от метки ус(/).

Для решения данной проблемы широко используется метод расчета и анализа ЭПР метки, которая в простом рассчитывается следующим образом:

Рг (4п)3Я4

а

(2)

Рс с2 я2

где Рг - измеряемая мощность сигнала, поступающего в антенну считывателя, Р,: -излучаемая считывателем мощность сигнала, Я - расстояние между антенной считывателя и меткой, С - коэффициент усиления (КУ) антенны считывателя, X -длина волны [19].

Таким образом можно получить зависимость ЭПР от частоты, где измеряемая мощность отраженного от метки сигнала пропорциональна квадрату коэффициента отражения ^1,1-параметра) для антенны считывателя.

Для устранения первых двух паразитных слагаемых в (1) ЭПР рассчитывается следующим образом:

а = 4 (3)

где , 511°,

являются коэффициентами отражения (S1,1-параметр) когда метка присутствует; когда метка отсутствует; когда метка изготовлена из сплошного металла того же размера (а - длина метки, Ь - ширина метки) соответственно [20].

Однако, указанный способ анализа работы бесчиповых меток работает лишь при измерениях в идеальных условиях (безэховая камера), где посторонние объекты должны отсутствовать. Для более реальных условий применяются иные методики детектирования резонансов от метки.

В [21] показан вариант детектирования с применением сингулярного разложения, где измеряемый диапазон частот разделяется на частотные секторы (окна), в которых определяется каждый отдельный резонанс от метки. В каждом частотном окне формируется вектор, значение которого зависит от наличия или отсутствия резонанса в выбранном секторе частот. В совокупности получается набор векторов, которые образуют базис. Далее измеренный сигнал раскладывается по образованному базису и на основе критерия минимального расстояния между векторами принимается решение о наличии или отсутствии метки в пространстве. Было показано, что примененный метод позволил на практике обнаружить закодированную информацию от бесчиповой метки.

В [22] представлен способ детектирования с использованием согласованного фильтра. В качестве согласованного фильтра берется идеальный фильтр, обеспечивающий на выходе наибольшее отношение сигнал-шум. Выходной сигнал из фильтра имеет вид:

М = Ж/) * г(/) = Я(т)г(/ - т)йт (4)

где Я(/) - передаточная функция согласованного фильтра, г(/) - измеренный спектр сигнала при наличии метки. Из (4) видно, что при прохождении через фильтр выполняется операция свертки функции фильтра и спектра измеренного сигнала. Передаточная функция имеет вид зеркально отраженного эталонного сигнала от метки (для обеспечения максимального ОСШ).

Основная задача применения согласованного фильтра заключается в отличии сигнала Н1 метки, в который входят полезный сигнал и шум, от сигнала Н2 в виде сплошного шума.

Н1: r[f]=Y[f]+^ if] (5) Н2 :r[f]=V [f] (6)

где y[f] - спектр полезного сигнала от метки, а ip [f] - спектр шума. В данной работе рассматривается белый Гауссовский шум.

Решение о наличии метки основано на детекторе Неймана-Пирсона, где соотношение L (7) должно превышать заданное пороговое значение Я:

L = vir-.Hj > ^ (7)

pir-.Ho) ^ }

p(r;H1)=1^exp[-±Z^(r[n]-Y[n])2] (8) P(r;H0) = -¿-¡ехр[-±1»-&г2[п]] (9)

где N - количество выборок, на которые разбивается исследуемый спектр частот, а2 - мера разброса амплитуды шума (дисперсия). В практической части значение выходного сигнала фильтра сравнивалось с некоторым заданным пороговым значением. При превышении значения порога принимается решение о наличии метки.

В работе была показана возможность применения фильтра для регистрации провалов в измеряемом спектре, вызванных резонансами в метке. Эталонные провалы в спектре брались из результатов численного моделирования.

Также в [22] изложен вариант применения алгоритма динамической трансформации временной шкалы. Измеренный спектр сигнала разбивается на последовательность значений определенного размера, где номер последовательности соответствует частоте сигнала в полосе измерений, а значение элемента последовательности - соответствующей амплитуде сигнала. Далее он сравнивается с последовательностью заранее заготовленного эталонного сигнала. Затем происходит измерение расстояния между последовательностями с использованием DTW-алгоритма (Dynamic Time Warping). По размеру полученного расстояния делается вывод о наличии или отсутствии метки.

Указанные методы считывания бесчиповой метки в частотной области позволяют проводить процесс считывания в реальных условиях эксплуатации метки. В данной работе также предлагается метод считывания метки с использованием самостоятельно разработанного согласованного фильтра. Ключевым отличием предлагаемого фильтра является отсутствие комплексного сопряжения между фильтром и желаемым спектром сигнала метки, рассмотрение амплитуды пика и положения значения рассчитанной кросскорреляционной функции согласованного фильтра и измеренного спектра сигнала от метки. Также необходимо отметить, что в данной работе согласованный фильтр разрабатывался на основе отдельно экспериментально измеренного спектра сигнала от метки.

1.2. Принцип работы меток на ПАВ

Также помимо меток, работающих по принципу обратного отражения, существуют радиочастотные метки, не содержащие микросхему, работающие на поверхностно-акустических волнах (ПАВ). Данные метки работают во временной области. Принцип их работы представлен на рисунок 1.7 [23, 24].

IDT Code reflectors

Рисунок 1.7 - Принцип работы меток на ПАВ [23] В процессе считывания ридер посылает радиосигнал, который принимается антенной метки, где благодаря встречно-штыревому преобразователю (ВШП, IDT) электромагнитная волна переходит в ПАВ, распространяющуюся по подложке метки, выполненной из пьезоэлемента. В процессе распространения поверхностно-акустическая волна, встречая заранее заготовленные рефлекторы, частично

проходит дальше и частично отражается обратно. Отраженные составляющие волны вновь попадают в ВШП, преобразуются в радиосигнал, который далее принимается считывателем. Скорость распространения ПАВ на 5 порядков меньше скорости света, что позволяет обнаружить задержку сигнала (порядка мс), связанную с распространением ПАВ по подложке метки и их отражением от рефлекторов.

Кодировка метки выполняется посредством выбора места размещения наборов рефлекторов относительно ВШП, которые и будут определять величину задержки радиосигнала. Каждая метка, обладающая своим набором рефлекторов, имеет свой уникальный идентификатор [25].

В данном направлении также возникают задачи, связанные с повышением информативности метки. В [26] показан пример не только позиционно-временного кодирования, но и возможность извлечения дополнительной фазовой информации из сигнала от метки. На рисунках 1.8 и 1.9 представлен принцип фазового кодирования методом более точного размещения рефлекторов относительно друг друга. В результате информационная емкость метки составила 40 бит.

Рисунок 1.8 - Принцип извлечения информации о фазе [26]

Рисунок 1.9 - Временной отклик от метки (слева); фазовый отклик от метки

(справа) [26]

В работе также было учтено влияние акустического преобразователя (SinglePhase Unidirectional Transducer, SPUDT) на фазовый сдвиг сигнала от метки.

В радиочастотных метках на ПАВ также применяется корреляционный метод, который решает задачу антиколлизии. В данном случае разрабатывается согласованный фильтр, подсоединенный к антенне метки. Структура согласованного фильтра определяет идентификационный код метки (рисунок 1.10) [27].

Рисунок 1.10 - Изображение согласованного фильтра с уникальным идентификационным кодом [27]

Если сигнал опроса в таком случае представляет из себя отзеркаленную версию кода метки (происходит поиск метки с конкретным именем), то при прохождении сигнала через фильтр данной метки выходной сигнал, определяемый через (10) будет значительно сжат по длине и иметь большую амплитуду по сравнению с входным сигналом от считывателя (рисунок 1.11). Благодаря

примененному принципу считывания метки на ПАВ можно идентифицировать определенную метку по наличию сжатого пика сигнала, амплитуда которого превышает заранее установленное пороговое значение.

S3(t) = J_ZS2(t) h(t - т)йт (10) где S2(t) - входной сигнал, попадающий на согласованный фильтр, S3(t) -выходной сигнал, h(t) - функция согласованного фильтра.

Рисунок 1.11 - Изображение процесса сжатия входного сигнала на метке 1 с использованием согласованного фильтра [27] Ключевыми недостатками таких меток является их относительно низкая информативность и дороговизна, связанная с необходимостью использования пьезоэлементов в качестве подложки для возбуждения и распространения ПАВ в метке. Однако, с научной точки зрения метки на ПАВ все еще представляют научный интерес и обладают хорошим потенциалом для развития.

1.3. Электрически малые антенны для разработки ультракомпактных UHF-меток

Радиочастотные метки ЦНР-диапазона в отличие от бесчиповых меток в своей структуре помимо антенны содержат микросхему, которая позволяет не только хранить нужную информацию об объекте (наименование, дата и адрес производства и т.д.), но и перезаписывать ее путем отправки специальных

радиосигналов от считывателя. Таким образом, например, в метку периодически можно записывать состояние объекта, которое меняется со временем, что также может представлять практическую значимость.

Так как размеры ЦНР-метки определяются размерами ее антенны (размер корпусированной в SOT-143 микросхемы имеет размеры около 2.9х2.4х1.0 мм), то логично заключить, что для достижения ультракомпактности метки необходимо использовать антенну с малыми размерами. В качестве таких антенн на сегодняшний день активно применяются так называемые электрически малые антенны. Согласно определению, электрически малая антенна - это антенна, чьи размеры много меньше длины волны [28]. Для количественной оценки используется следующее соотношение:

ка< 1 (11)

где к - значение волнового вектора, а - наибольший размер антенны.

Как было упомянуто ранее, исследование и разработка электрически малых антенн имеет высокую актуальность в связи постоянной растущей необходимостью уменьшения размеров приемопередающих устройств. Основная проблема при проектировании данных антенн связана с тем, что при уменьшении ее размеров снижается коэффициент полезного действия (КПД) антенны, который характеризует ее излучательную способность по отношению к ее тепловым потерям. Данное понижение КПД (12) связано с тем, что уменьшается сопротивление излучения, определяемое как удвоенное отношение мощности распространяемого от антенны радиосигнала к амплитуде переменного тока, текущего в антенне [28-31].

(12)

где Дизл - сопротивление излучения антенны, Дпот - сопротивление активных потерь.

Например, для антенны, представленной в виде петли радиусом а, выполненной из провода диаметром й, мощность излучения может быть оценена как [31]:

изл 2аш \6 30

а* —

336

•••) (13)

где / - амплитуда тока, текущего в антенне, к - амплитуда волнового вектора радиосигнала, ш - круговая частота радиосигнала, £ - диэлектрическая проницаемость среды.

Для определения радиуса действия работы приемопередающих устройств в радиотехнике широко известна формула Фрииса, с помощью которой можно теоретически рассчитать максимально возможное расстояние между приемной и передающей антеннами, при котором возможен обмен информацией [32]:

где Я - максимальное расстояние между приемной и передающей антеннами, Рг -мощность передающей антенны, - минимальная мощность радиосигнала, необходимая для работы метки (может определяться чувствительностью микросхемы), - коэффициент усиления (КУ) передающей антенны, - КУ приемной антенны.

Таким образом, при проектировании электрически малой антенны ее минимально возможные размеры ограничиваются ее энергоэффективностью. Например, для корректной работы электрически малой антенны с генератором сигналов (или при ее контакте с ВШП метки на ПАВ) ее нельзя подключать непосредственно к нему, т.к. данная антенна имеет низкое активное и высокое реактивное сопротивления, тогда как источники импульсов (или ВШП) обычно имеют чисто активное входное сопротивление 50 Ом [33, 34]. Для решения проблемы рассогласования антенны и генератора применяется согласующая схема, которая располагается между передающей антенной и генератором сигнала (рисунок 1.12) и трансформирует реактивный входной импеданс антенны к значению импеданса генератора сигналов.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Эпов Илья Владимирович, 2025 год

Литература

[1]. Rezaiesarlak R., Manteghi M. Chipless RFID //Cham, Switzerland: Springer. - 2016.

[2]. Herrojo C. et al. Chipless-RFID: A review and recent developments //Sensors. - 2019. - Т. 19. - №. 15. - С. 3385.

[3]. Jalaly I., Robertson I. D. RF barcodes using multiple frequency bands //IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, 2005. - IEEE, 2005. - С. 139-142.

[4]. Jalaly I., Robertson I. D. Capacitively-tuned split microstrip resonators for RFID barcodes //2005 European Microwave Conference. - IEEE, 2005. - Т. 2. -С. 4 pp.-1164.

[5]. Vena A., Perret E., Tedjini S. A fully printable chipless RFID tag with detuning correction technique //IEEE Microwave and Wireless Components Letters. - 2012. - Т. 22. - №. 4. - С. 209-211.

[6]. Machac J. et al. Frequency-domain chipless RFID transponders: Improvement the reading response //2018 22nd International Microwave and Radar Conference (MIKON). - IEEE, 2018. - С. 704-707.

[7]. Jalil M. E. B. et al. High capacity and miniaturized flexible chipless RFID tag using modified complementary split ring resonator //IEEE Access. - 2021. - Т. 9. - С. 33929-33943.

[8]. Jalil M. E. et al. Flexible printed chipless RFID tag using metamaterial-split ring resonator //Applied Physics A. - 2016. - Т. 122. - С. 1-8.

[9]. Vena A., Perret E., Tedjini S. High-capacity chipless RFID tag insensitive to the polarization //IEEE Transactions on Antennas and Propagation. - 2012. - Т. 60. - №. 10. - С. 4509-4515.

[10]. Vena A. et al. A novel near-transparent ASK-reconfigurable inkjet-printed chipless RFID tag //IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters. - 2013. - Т. 12. - С. 753-756.

[11]. Ni Y. et al. Hybrid coding chipless tag based on impedance loading //IET Microwaves, Antennas & Propagation. - 2017. - T. 11. - №. 10. - C. 1325-1331.

[12]. Rance O. et al. Toward RCS magnitude level coding for chipless RFID //IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. - 2016. - T. 64. - №. 7. - C. 2315-2325.

[13]. Vena A., Perret E., Tedjini S. Chipless RFID tag using hybrid coding technique //IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. - 2011. -T. 59. - №. 12. - C. 3356-3364.

[14]. El-Awamry A. et al. Novel notch modulation algorithm for enhancing the chipless RFID tags coding capacity //2015 IEEE International Conference on RFID (RFID). - IEEE, 2015. - C. 25-31.

[15]. Islam M. A., Karmakar N. C. A novel compact printable dual-polarized chipless RFID system //IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques.

- 2012. - T. 60. - №. 7. - C. 2142-2151.

[16]. Vena A., Perret E., Tedjini S. A compact chipless RFID tag using polarization diversity for encoding and sensing //2012 IEEE International Conference on RFID (RFID). - IEEE, 2012. - C. 191-197.

[17]. Babaeian F., Forouzandeh M., Karmakar N. Solving a chipless RFID inverse problem based on tag range estimation //IET Microwaves, Antennas & Propagation. - 2020. - T. 14. - №. 12. - C. 1361-1370.

[18]. Le C. C. et al. Efficiency Improvement for Chipless RFID Tag Design Using Frequency Placement and Taguchi-Based Initialized PSO //Sensors. - 2024. - T. 24. - №. 14. - C. 4435.

[19]. Rance O. et al. RCS synthesis for chipless RFID: theory and design. -Elsevier, 2017.

[20]. Svanda M. et al. Chipless RFID tag with an improved magnitude and robustness of RCS response //Microwave and Optical Technology Letters. - 2017.

- T. 59. - №. 2. - C. 488-492.

[21]. Kalansuriya P., Karmakar N., Viterbo E. Signal space representation of chipless RFID tag frequency signatures //2011 IEEE Global Telecommunications Conference-GLOBECOM 2011. - IEEE, 2011. - С. 1-5.

[22]. Fawky A. et al. Novel notch detection techniques for Frequency Coded chipless RFID //2017 IEEE 14th International Conference on Networking, Sensing and Control (ICNSC). - IEEE, 2017. - С. 345-350.

[23]. Plessky V. P., Reindl L. M. Review on SAW RFID tags //IEEE transactions on ultrasonics, ferroelectrics, and frequency control. - 2010. - Т. 57. - №. 3. - С. 654-668.

[24]. Scholl G. et al. Wireless passive SAW sensor systems for industrial and domestic applications //Proceedings of the 1998 IEEE International Frequency Control Symposium (Cat. No. 98CH36165). - IEEE, 1998. - С. 595-601.

[25]. Сучков С. Г. и др. Радиочастотные метки на поверхностных акустических волнах в диапазоне 2.4-2.483 ГГц для антиколлизионных систем идентификации //Журнал радиоэлектроники. - 2017. - №. 10. - С. 22.

[26]. Harma S. et al. Inline SAW RFID tag using time position and phase encoding //IEEE transactions on ultrasonics, ferroelectrics, and frequency control. - 2008. -Т. 55. - №. 8. - С. 1840-1846.

[27]. Койгеров А. С., Забузов С. А., Дмитриев В. Ф. Исследование корреляционного метода для решения задачи антиколлизии для систем радиочастотной идентификации на ПАВ //Информационно-управляющие системы. - 2009. - №. 5. - С. 48-55.

[28]. Wheeler H. A. Fundamental limitations of small antennas //Proceedings of the IRE. - 1947. - Т. 35. - №. 12. - С. 1479-1484.

[29]. Bancroft R. Fundamental dimension limits of antennas //Centurion Wireless Technologies. - 2002. - Т. 2.

[30]. Слюсар В. 60 лет теории электрически малых антенн. Некоторые итоги //Электроника: наука, технология, бизнес. - 2006. - №. 7. - С. 10-19.

[31]. Vandenbosch G. A. E. Reactive Energies, Impedance, and Q Factor of Radiating Structures //IEEE Transactions on Antennas and Propagation. - 2010. -Т. 58. - №. 4. - С. 1112-1127.

[32]. Friis H. T. A note on a simple transmission formula //Proceedings of the IRE. - 1946. - Т. 34. - №. 5. - С. 254-256.

[33]. Patel R. H., Desai A., Upadhyaya T. A discussion on electrically small antenna property //Microwave and Optical Technology Letters. - 2015. - Т. 57. -№. 10. - С. 2386-2388.

[34]. Smith G. Efficiency of electrically small antennas combined with matching networks //IEEE Transactions on Antennas and Propagation. - 1977. - Т. 25. - №2. 3. - С. 369-373.

[35]. Zhong J., Kiourti A., Volakis J. L. Increasing the efficiency of electrically small antennas across a large bandwidth using matching networks //2014 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium (APSURSI). - IEEE, 2014. - С. 633-634.

[36]. Сазонов Д. М. и др. Антенны и устройства СВЧ. - 1988.

[37]. Yaghjian A. An overview of near-field antenna measurements //IEEE Transactions on antennas and propagation. - 1986. - Т. 34. - №. 1. - С. 30-45.

[38]. Зырянов Ю. Т. и др. Антенны. - 2014.

[39]. Yeoman M. S., O'neill M. A. Impedance matching of tag antenna to maximize RFID read ranges & design optimization //2014 COMSOL Conference, Cambridge, UK. - 2014.

[40]. Ghiotto A., Vuong T. P., Wu K. Chip and antenna impedance measurement for the design of passive UHF RFID tag //The 40th European Microwave Conference. - IEEE, 2010. - С. 1086-1089.

[41]. Ротхаммель К., Кришке А. Антенны. Учебное пособие. Том 1. Москва, ДМК Пресс. 2009. 416 с.

[42]. Waterhouse R. B., Novak D. Uni-planar folded meander line slot antenna with short circuit //IEEE transactions on antennas and propagation. - 2006. - Т. 54. - №. 11. - С. 3549-3551.

[43]. Marrocco G. The art of UHF RFID antenna design: Impedance-matching and size-reduction techniques //IEEE antennas and propagation magazine. - 2008. - T. 50. - №. 1. - C. 66-79.

[44]. Choi W. et al. A small RFID tag antenna to identify metallic objects //2008 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium. - IEEE, 2008.

- C. 1-4.

[45]. Li R. L. et al. Development and analysis of a folded shorted-patch antenna with reduced size //IEEE Transactions on Antennas and Propagation. - 2004. - T. 52. - №. 2. - C. 555-562.

[46]. Turalchuk P. et al. Electrically small loop antennas for RFID applications //IEEE antennas and wireless propagation letters. - 2015. - T. 14. - C. 1786-1789.

[47]. Sallam M. O. et al. Novel electrically small meander line RFID tag antenna //International Journal of RF and Microwave Computer-Aided Engineering. -2013. - T. 23. - №. 6. - C. 639-645.

[48]. Ziolkowski R. W., Erentok A. Metamaterial-based efficient electrically small antennas //IEEE Transactions on antennas and propagation. - 2006. - T. 54.

- №. 7. - C. 2113-2130.

[49]. Dobkin D. M., Weigand S. M. Environmental effects on RFID tag antennas //IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, 2005. - IEEE, 2005.

- C. 135-138.

[50]. Deavours D. D. Improving the near-metal performance of UHF RFID tags //2010 IEEE International Conference on RFID (IEEE RFID 2010). - IEEE, 2010.

- C. 187-194.

[51]. Lee B., Yu B. Compact structure of UHF band RFID tag antenna mountable on metallic objects //Microwave and Optical Technology Letters. - 2008. - T. 50.

- №. 1. - C. 232-234.

[52]. Kim K. H. et al. Fork-shaped RFID tag antenna mountable on metallic surfaces //Electronics Letters. - 2007. - T. 43. - №. 25. - C. 1400-1402.

[53]. Son H. W., Choi G. Y. Orthogonally proximity-coupled patch antenna for a passive RFID tag on metallic surfaces //Microwave and Optical Technology Letters. - 2007. - T. 49. - №. 3. - C. 715-717.

[54]. Yu B. et al. RFID tag antenna using two-shorted microstrip patches mountable on metallic objects //Microwave and optical technology letters. - 2007.

- T. 49. - №. 2. - C. 414-416.

[55]. Kim S. J. et al. Patch-type radio frequency identification tag antenna mountable on metallic platforms //Microwave and Optical Technology Letters. -2006. - T. 48. - №. 12. - C. 2446-2448

[56]. Michel A. et al. Design considerations on the placement of a wearable UHF-RFID PIFA on a compact ground plane //IEEE Transactions on Antennas and Propagation. - 2018. - T. 66. - №. 6. - C. 3142-3147.

[57]. Chen H. D., Tsao Y. H. Low-profile PIFA array antennas for UHF band RFID tags mountable on metallic objects //IEEE Transactions on Antennas and Propagation. - 2010. - T. 58. - №. 4. - C. 1087-1092.

[58]. Michel A. et al. A UHF RFID tag embeddable in small metal cavities //IEEE Transactions on Antennas and Propagation. - 2018. - T. 67. - №. 2. - C. 13741379.

[59]. Jeong S. H., Son H. W. UHF RFID tag antenna for embedded use in a concrete floor //IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters. - 2011. - T. 10.

- C. 1158-1161.

[60]. Kim J. S., Choi W., Choi G. Y. UHF RFID tag antenna using two PIFAs embedded in metallic objects //Electronics Letters. - 2008. - T. 44. - №. 20. - C. 1181-1182.

[61]. Finkenzeller K. RFID handbook: fundamentals and applications in contactless smart cards, radio frequency identification and near-field communication. - John wiley & sons, 2010.

[62]. Das R., Chang D. Y. H., Dyson D. M. RFID Forecasts, Players and Opportunities 2022 2032. - 2021.

[63]. Kim G., Park Y., Chung Y. C. Circular UHF RFID tag antenna and relationship between reading range and RCS of the tag antenna //2007 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium. - IEEE, 2007. - С. 1757-1760.

[64]. Loo C. H. et al. Chip impedance matching for UHF RFID tag antenna design //Progress In Electromagnetics Research. - 2008. - Т. 81. - С. 359-370.

[65]. Jensen T. et al. Coupled transmission lines as impedance transformer //IEEE Transactions on microwave Theory and Techniques. - 2007. - Т. 55. - №. 12. - С. 2957-2965.

[66]. Kim P., Chaudhary G., Jeong Y. Ultra-high transforming ratio coupled line impedance transformer with bandpass response //IEEE Microwave and wireless components letters. - 2015. - Т. 25. - №. 7. - С. 445-447.

[67]. Choo H., Ling H. Design of electrically small planar antennas using inductively coupled feed //Electronics Letters. - 2003. - Т. 39. - №. 22. - С. 15631565.

[68]. Choo J. et al. T-matching networks for the efficient matching of practical RFID tags //2009 European Microwave Conference (EuMC). - IEEE, 2009. - С. 5-8.

[69]. Машкова Т. Т., Степанов С. Н. Основы радиотехники //Москва, Радио и связь. - 1992.

[70]. Песков С. Н. Основы теории линий передачи на высоких частотах. Часть 1: Режимы работы длинной линии/Песков СН. - 2009.

[71]. Chew W. C. Lectures on theory of microwave and optical waveguides //arXiv preprint arXiv:2107.09672. - 2021.

[72]. Bai Y. et al. Frequency dispersion of complex permeability of Y-type hexagonal ferrites //Materials Letters. - 2004. - Т. 58. - №. 10. - С. 1602-1606.

[73]. ElMahgoub K., Navigation T. Frequency selective surfaces for UHF RFID applications //2015 IEEE International Symposium on Antennas and Propagation & USNC/URSI National Radio Science Meeting. - IEEE, 2015. - С. 987-988.

[74]. Верзун Н. А. и др. Корреляционные алгоритмы антиколлизии для RFID систем //Информационные технологии и телекоммуникации. - 2018. - Т. 6. -№. 1. - С. 82.

[75]. Чебачев В. О. Помехоустойчивое кодирование радиометок RFID на поверхностных акустических волнах //Вопросы радиоэлектроники. - 2020. -Т. 49. - №. 9. - С. 22-29.

[76]. Железняк В. К., Раханов К. Я., Бурачёнок И. Б. Оценка разборчивости речи взаимной корреляцией сигнала линейной частотной модуляции в каналах утечки информации //Вестник Полоцкого государственного университета. Серия C, Фундаментальные науки. - 2015.

[77]. Rao K. V. S., Nikitin P. V., Lam S. F. Antenna design for UHF RFID tags: A review and a practical application //IEEE Transactions on antennas and propagation. - 2005. - Т. 53. - №. 12. - С. 3870-3876.

[78]. Rothammel C., Krischke A. Antenny. Uchebnoe posobie. Tom 1. [The antennas. Study guide. Volume 1.]. Moscow, DMK Press. 2009. 416 p. (In Russian)

[79]. Lorenzo-Lopez J., Juan-Llacer L. Propagation Analysis of an RFID System in the UHF Band in the Honeycomb Frame of a Beehive //Sensors. - 2024. - Т. 24. - №. 11. - С. 3356

[80]. Lavrukhin I. R., Yelizarov A. A., Bashkevich S. V. The Influence of Flexible Bending on the Electrodynamic Characteristics of RFID Tags //2020 Systems of signals generating and processing in the field of on board communications. - IEEE, 2020. - С. 1-4.

[81]. Nascimento L. C. S. et al. Modeling and simulation of a Radio Frequency Identification //Brazilian Journal of Development. - 2024. - Т. 10. - №. 1. - С. 1310-1323.

[82]. Rossi A. et al. The effect of tag positioning on passive radio frequency identification (RFID) performance: Case of food beverages //Chemical Engineering Transactions. - 2023. - Т. 99. - С. 697-702.

[83]. Barbot N., Vinisha C. V. Open testing and measurement bench for UHF RFID //2023 IEEE 13th International Conference on RFID Technology and Applications (RFID-TA). - IEEE, 2023. - C. 158-161.

[84]. Huang G. L. et al. Low-Profile Flexible UHF RFID Tag Design for Wristbands Applications //Wireless Communications and Mobile Computing. -2018. - T. 2018. - №. 1. - C. 9482919.

[85]. Nikitin P. V. et al. Sensitivity and impedance measurements of UHF RFID chips //IEEE transactions on microwave theory and techniques. - 2009. - T. 57. -№. 5. - C. 1297-1302.

[86]. Andrenko A. S., Babaskin A. A., Kalinichev V. I., Kurushin A. A. Matching the tag antenna with a microchip for radio frequency identification systems. Zhurnal radioehlektroniki [Journal of Radio Electronics]. 2007. №.12. P. 1-1. (In Russian)

[87]. Hammerstad E., Jensen O. Accurate models for microstrip computer-aided design //1980 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest. - IEEE, 1980. - C. 407-409.