Повышение коэффициента полезного действия и расширение полосы пропускания ключевых усилителей мощности радиосигналов с высоким пик-фактором тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 00.00.00, кандидат наук Пергушев Алексей Олегович

• Пергушев Алексей Олегович
• кандидат наук
• 2025

Оглавление диссертации кандидат наук Пергушев Алексей Олегович

Введение

Глава 1. Актуальность проблемы повышения КПД и снижения искажений при усилении сигналов с изменяющейся огибающей. Цель и задачи работы

1.1 Методы повышения КПД при усилении радиосигналов с высоким пик-фактором

1.2 Нелинейные искажения в энергетически эффективных усилителях мощности сигналов с высоким пик-фактором

1.3 Связь искажений огибающей и искажений на выходе РПдУ

1.4 Требования к ширине полосы пропускания усилителя мощности огибающей радиочастотного сигнала и проблемы, возникающие при её увеличении

1.5 Комбинированные методы усиления сигналов с высоким пик-фактором

1.6 Методы исследования процессов в РПдУ при генерировании сигналов с изменяющейся огибающей

1.7 Цель и задачи

Глава 2. Аналитическая модель для исследования искажений огибающей радиосигнала в модуляционном источнике питания

2.1 Исходный вариант модели модуляционного источника питания в предположении об идеальности элементов

2.2 Учет эффектов, обусловленных погрешностью цифрового преобразования входного и опорного напряжений МИП

2.3 Выходное напряжение МИП с учетом инерционности ключевых приборов

2.4 Модификация аналитической модели, позволяющая учесть остаточное напряжение на транзисторах

2.5 Учет разброса схемотехнических параметров

2.6 Проверка адекватности аналитической модели МИП

2.6.1 Выбор активного элемента

2.6.2 Имитационная модель четырехячейкового МИП

2.6.3 Результаты численного эксперимента

2.7 Основные научные результаты раздела

Глава 3. Оценка искажений огибающей радиочастотного сигнала, обусловленных свойствами элементов модуляционного источника питания

3.1 Исходные положения

3.2 Спектральные характеристики огибающей при учете параметров элементов МИП

3.2.1 Влияние разрядности аналого-цифрового преобразования входного напряжения модуляционного источника питания и опорного напряжения ШИМ

3.2.2 Искажения в областях I и II спектра выходного напряжения МИП

3.2.3 Искажения в области III спектра выходного напряжения МИП

3.2.4 Обобщение результатов влияния параметров МИП на искажения его выходного напряжения

3.3 Влияние искажений огибающей радиочастотного сигнала на вероятность ошибок при приеме

3.4 Рекомендации по выбору количества ячеек

3.5 Основные научные результаты раздела

Глава 4. Расширение полосы пропускания ключевого усилителя мощности при формировании огибающей радиосигналов с высоким пик-фактором на основе комбинированного использования методов ШИМ и дефазирования

4.1. Модель усилителя мощности на основе комбинированной структуры

4.2 Усилитель мощности радиочастотного канала

4.3. Результаты исследования УМ с расширенной полосой пропускания

4.4 Основные научные результаты раздела

Глава 5. Результаты экспериментальных исследований

5.1 Методика проведения экспериментальных исследований

5.2 Экспериментальная установка усилителя мощности радиосигналов с высоким пик-фактором

5.2.1 Экспериментальные макеты ключевого усилителя мощности и модуляционного источника питания

5.3 Энергетические и спектральные характеристики экспериментального макета МИП при работе на эквивалент нагрузки

5.3.1 Статическая модуляционная характеристика и энергетические параметры МИП при работе на эквивалент нагрузки

5.3.2 Спектральные характеристики модуляционного источника питания при работе на резистивный эквивалент нагрузки

5.4 Энергетические и спектральные характеристики экспериментального макета КУМ при работе от лабораторного источника постоянного напряжения

5.5 Энергетические характеристики радиочастотного усилителя мощности при использовании модуляционного источника питания

5.6 Выводы по разделу

Заключение

Список литературы

Приложение А. Зависимости уровня спектральных компонент в областях I и II спектра выходного напряжения МИП от разброса значений параметров МИП,

учитываемых его аналитической моделью

Приложение Б. Зависимость уровня спектральных компонент, кратных тактовой частоте ШИМ, при разных значениях отклонения параметров МИП, учитываемых

его аналитической моделью, от расчетных значений

Приложение В. Таблицы со значениями спектральных компонент при работе МИП на эквивалент нагрузки и совместно с КУМ, полученными при аналитическом и

имитационном моделировании и в эксперименте

Приложение Г. Диаграммы со значениями спектральных компонент при работе МИП на эквивалент нагрузки и совместно с КУМ, полученными при

аналитическом и имитационном моделировании и в эксперименте

Приложение Д. Акт о внедрении научно-технических результатов диссертационного исследования

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Повышение коэффициента полезного действия и расширение полосы пропускания ключевых усилителей мощности радиосигналов с высоким пик-фактором»

Введение

Актуальность темы исследования и её разработанность

В числе наиболее значимых в настоящее время тенденций совершенствования характеристик аппаратуры систем радиосвязи и телекоммуникаций следует выделить повышение КПД и скорости передачи информации.

Улучшение энергетических характеристик радиопередающих устройств (РПдУ) позволяет не только увеличить эффективность использования батарей, но и открывает возможность заметно уменьшить их массогабаритные характеристики за счет сокращения или даже, в некоторых случаях, полного исключения элементов охлаждения. Об актуальности решения данной проблемы свидетельствуют известные публикации, согласно которым усиление сигналов с высоким пик-фактором (PAPR) с помощью линейных усилителей мощности (УМ) сопровождается снижением КПД последних, как правило, до 25...30% [4...8]. При этом среднестатистические значения PAPR могут достигать 8,5.13 дБ, что свойственно, например, для сигналов, используемых в мобильных системах связи четвертого поколения или в цифровом телевещании [4, 16].

К настоящему времени разработано несколько методов повышения энергетической эффективности линейных УМ (метод Догерти [25.28, 30.34, 109], метод автоматического регулирования режима по напряжению питания или, как его называют в зарубежной литературе, метод «следящего» питания [4, 17.24, 108]). Но КПД последних ограничен и обычно не превышает 60. 65%.

Более существенное повышение может быть обеспечено за счет перевода радиочастотных УМ в ключевой режим. Весомый вклад в развитие теории ключевых методов генерирования и усиления сигналов внесли работы А.Д. Артыма [7, 52], В.Ф. Дмитрикова [110, 111], В.М. Кибакина [91], А.В. Кобзева [63], В.Б. Козырева [48], И.А. Попова [112], M.K. Kazimierczuk [5], S. Mori [113.115], F.H. Raab [44, 98], N. Sokal [6] и др. Наиболее известными

решениями в части создания ключевых УМ для усиления сигналов с изменяющейся огибающей являются методы: Л. Кана [37.. .42] и дефазирования [43... 46].

Несмотря на достоинства ключевых УМ они не лишены ряда недостатков, ограничивающих их применение в системах радиосвязи. В частности, при реализации усилителей по методу Кана достаточно трудно обеспечить ширину полосы пропускания, необходимую для сформированных с использованием методов цифровой модуляции сигналов, применение которых представляет интерес с точки зрения повышения скорости передачи информации. Данное обстоятельство обусловлено тем, что при усилении модуляционным источником питания (МИП), функционирующим на основе метода широтно-импульсной модуляции (ШИМ), огибающей сигнала частота опорного напряжения ШИМ должна превышать ширину полосы радиочастотного сигнала не менее чем в 5.7 раз [16]. Выполнение данного условия представляет собой нетривиальную задачу и сопровождается снижением КПД УМ и увеличением искажений сигналов вследствие влияния инерционности транзисторов, разброса параметров элементной базы, погрешности при формировании сигналов управления транзисторами и т.п. Учитывая нелинейный характер преобразований сигналов в МИП, исследовать влияние перечисленных выше факторов можно было бы с помощью имитационного моделирования в среде схемотехнического проектирования (ССП). Однако сравнительно большие затраты времени, необходимые для проведения одного цикла вычислений и обусловленные сложностью таких имитационных моделей, существенно ограничивают возможности проведения данных исследований. Кроме того, при имитационном моделировании МИП практически невозможно исследовать влияние статистического разброса параметров его элементов. С учетом изложенного, становится актуальной задача разработки аналитического метода исследования процессов в МИП, который позволил бы преодолеть отмеченные ограничения имитационного моделирования. В то же время, принимая во внимание, что при создании аналитической модели будут использованы определенные допущения, приводящие к увеличению ее погрешности, представляется целесообразным

рациональное сочетание обоих методов: с помощью аналитической модели исследовать общие закономерности влияния перечисленных выше факторов на характеристики МИП, а полученные при этом результаты в необходимых случаях уточнить с использованием имитационного моделирования.

В УМ, реализованных на основе метода дефазирования, проблемы обусловлены сравнительно небольшим динамическим диапазоном изменения сигналов, при превышении которого наблюдается снижение КПД. Перспективным направлением в данном вопросе представляется реализация усилителя мощности на основе комбинации нескольких методов усиления. Примерами подобного подхода являются методы Догерти-дефазирования [26, 75-82] и многоступенчатого дефазирования [92-97], при исследовании которых акцент делался на повышение КПД усилителя мощности за счет снижения динамического диапазона изменения фазовой отстройки каналов усиления в методе дефазирования. Однако при этом проблема расширения полосы пропускания УМ не нашла своего отражения в известных работах.

Перечисленные выше факторы делают актуальной проблему исследования степени их влияния на характеристики ключевых УМ, а также поиск новых технических решений, направленных на повышение КПД и расширение полосы пропускания усилителей в случае сигналов с высоким пик-фактором. Перспективным направлением ее решения представляется комбинированное применение методов дефазирования и раздельного усиления высокочастотной (ВЧ) и низкочастотной (НЧ) составляющих входного сигнала. Успешное решение данной проблемы будет способствовать повышению энергетической эффективности и повышению скорости передачи сообщений в системах радиосвязи.

Объект исследования

Ключевые усилители мощности сигналов с высоким пик-фактором.

Предмет исследования

Энергетические и спектральные характеристики ключевых усилителей мощности.

Цель и задачи

Целью исследования является снижение потерь в ключевом усилителе мощности сигналов с изменяющейся огибающей и расширение полосы его пропускания на основе комбинированного применения методов дефазирования и раздельного усиления высокочастотной и низкочастотной составляющих входного сигнала.

Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие задачи:

1) Разработать аналитическую модель многоячейкового МИП, позволяющую учесть влияние погрешности цифрового преобразования входного напряжения МИП и опорного напряжения ШИМ, инерционности процесса коммутации транзисторов, остаточного падения напряжения на транзисторах, разброса параметров схемотехнических элементов, фазового сдвига управляющих напряжений транзисторов МИП на искажения в МИП огибающей сигнала.

2) Разработать в среде схемотехнического проектирования имитационную модель МИП и с её помощью осуществить проверку адекватности аналитической модели.

3) На основе сочетания аналитических и имитационных методов провести исследование искажений, возникающих в выходном напряжении многоячейкового МИП под воздействием перечисленных в п. 1 факторов, и способов их уменьшения, а также способов расширения полосы пропускания МИП.

4) Разработать имитационную модель, предназначенную для исследования влияния искажений в МИП огибающей сигнала на вероятность битовой ошибки при приеме сигнала, и с ее помощью определить допустимые уровни искажений в МИП огибающей сигнала, исходя из допустимого энергетического проигрыша при заданной вероятности битовой ошибки.

5) Разработать в среде схемотехнического проектирования имитационную модель усилителя мощности, основанного на комбинированном применении методов дефазирования и раздельного усиления ВЧ и НЧ составляющих входного сигнала и с ее помощью провести исследование пределов расширения полосы пропускания УМ и увеличения КПД.

6) Разработать экспериментальный макет ключевого УМ сигналов с изменяющейся огибающей и провести проверку результатов теоретических исследований.

Научная новизна работы заключается в следующем:

1. Впервые показано, что комбинированное использование методов дефазирования и раздельного усиления ВЧ и НЧ составляющих входного сигнала при создании ключевого УМ позволяет расширить полосу пропускания до 10 раз по сравнению с усилителем на основе метода Кана при сохранении КПД не менее 70%. 89%. Указанный выигрыш по расширению полосы пропускания сохраняется при значениях пик-фактора усиливаемого сигнала до 17 дБ.

2. Показано, что при одинаковой ширине полосы пропускания выигрыш по КПД при использовании комбинированного метода усиления достигает до 20% по сравнению с УМ на основе метода Кана.

3. Разработана новая аналитическая модель многоячейкового модуляционного источника питания (МИП), позволяющая учесть влияние статических и динамических параметров транзисторов, погрешности цифрового преобразования сигналов и других факторов, способных оказать наиболее заметное влияние на искажение в МИП огибающей сигнала. В числе наиболее значимых достоинств аналитической модели следует также отметить, что она позволяет определить требования к инерционным свойствам транзисторов, а также допустимый разброс параметров элементов МИП, позволяющие снизить уровень паразитных составляющих в спектре огибающей сигнала на 20.40 дБ до значений -60. -80 дБ и менее.

Теоретическая и практическая значимость работы

Наиболее значимые новые научные результаты диссертационной работы заключаются в следующем:

- разработана модель ключевого усилителя мощности, основанного на комбинированном применении методов дефазирования и раздельного усиления ВЧ и НЧ составляющих входного сигнала и на основе ее исследования обоснована возможность расширения ширины полосы пропускания ключевого УМ в 10 раз по сравнению с методом раздельного усиления ВЧ и НЧ составляющих входного сигнала при сохранении КПД не менее 70%...89% для сигналов с пик-фактором до 17 дБ.

- разработана усовершенствованная аналитическая модель многоячейкового МИП, позволяющая учесть влияние погрешности цифрового преобразования входного напряжения МИП и опорного напряжения ШИМ, инерционности процесса коммутации транзисторов, остаточного падения напряжения на транзисторах, разброса параметров схемотехнических элементов, фазового сдвига управляющих напряжений транзисторов МИП на искажения в МИП огибающей усиливаемого радиочастотного (РЧ) сигнала. По сравнению с имитационным моделированием в среде схемотехнического проектирования предложенная аналитическая модель МИП позволяет сократить затраты времени на один цикл вычислений в десятки-сотни раз при приемлемой в инженерной практике погрешности вычислений. Применение предложенной аналитической модели МИП позволило осуществить исследование влияния статистического разброса параметров его элементов на вероятность битовой ошибки при приеме сигналов, для которого требуется провести десятки тысяч и более циклов расчетов, что крайне затруднительно реализовать при использовании имитационного моделирования в универсальных средах схемотехнического проектирования;

- определены требования к инерционным свойствам транзисторов, а также к разбросу параметров элементов МИП и допустимой погрешности формирования импульсов управления ключами, выполнение которых позволяет уменьшить уровень паразитных составляющих в спектре выходного напряжения

МИП на 40.45 дБ до значений порядка -80 дБ, одновременно с этим гармоники, кратные тактовой частоте ШИМ, могут быть уменьшены на 8.40 дБ;

- предложен подход к определению допустимого уровня искажений в МИП огибающей сигнала, исходя из допустимого энергетического проигрыша при заданной вероятности битовой ошибки. В частности, на примере OFDM-сигналов продемонстрировано, что для достижения энергетического проигрыша в пределах не более 1 дБ при вероятности битовой ошибки 10-3 относительный разброс инерционных параметров транзисторов не должен превышать 5.10% от периода опорного колебания ШИМ, а полосу пропускания МИП следует выбирать не менее, чем в 8 раз больше полосы усиливаемого сигнала. При этом остальные параметры МИП, такие как: разброс индуктивностей его выходного фильтра, погрешности в фазовых сдвигах между выходными напряжениями ячеек МИП, разброс значений остаточного падения напряжения на транзисторах не оказывают заметного влияния на увеличение энергетического проигрыша при вероятности битовой ошибки порядка 10-3.

Практическая значимость работы заключается в повышении КПД и расширении полосы пропускания ключевых УМ, а также подготовке рекомендаций по выбору элементной базы, допустимым отклонениям номиналов реактивных элементов его выходного фильтра и точности формирования управляющих импульсов для транзисторов с учетом критерия минимизации искажений в МИП огибающей сигнала, что позволит сократить затраты времени и средств на этапе их экспериментальной отладки. Цифровые модели и методы расчета МИП, полученные в результате исследований в рамках диссертационной работы, внедрены при разработке опытных образцов усилителей мощности сигналов с однополосной модуляций и КПД не менее 80% для радиостанций с выходной мощностью до 100 Вт, что подтверждается актом о внедрении научно-технических результатов диссертационной работы, выданным АО «Омский научно-исследовательский институт приборостроения» (АО ОНИИП).

Методы исследования

В настоящей работе были использованы классические методы теории электрических цепей, методы теории электрической связи, методы теории дифференциального и интегрального исчислений, рядов Фурье, методы имитационного моделирования и экспериментального исследования.

Положения, выносимые на защиту

В ходе решения поставленных задач были сформулированы следующие положения:

1. Предложенный комбинированный принцип построения ключевого УМ, основанный на использовании методов дефазирования и раздельного усиления ВЧ и НЧ составляющих входного сигнала, позволяет расширить полосу пропускания в 10 раз при усилении сигналов с пик-фактором до 17 дБ по сравнению с усилителем на основе метода Кана при сохранении значений КПД на том же уровне, порядка 70%...89%.

2. Для исследования искажений сигналов в МИП целесообразно использовать разработанную аналитическую модель, которая позволяет сократить затраты времени на вычисления в 200.1500 раз по сравнению со случаем имитационного моделирования в среде схемотехнического проектирования при погрешности результатов не более 15. 30%.

3. Инерционные свойства транзисторных ключей оказывают существенное влияние на искажение выходного напряжения МИП. За счет применения транзисторов с более высоким быстродействием (снижение времени переключения с 10% до 0,1% от периода опорного напряжения ШИМ) уровень паразитных составляющих в спектре огибающей радиочастотного сигнала может быть снижен на 40.50 дБ.

4. Для снижения уровня спектральных компонент, кратных тактовой частоте ШИМ, в выходном напряжении МИП до значений порядка -60. -80 дБ и менее необходимо обеспечить погрешность установки фазовых сдвигов импульсов управления транзисторами в ячейках МИП не более 0,1% при допустимом разбросе

индуктивностей катушек в выходных цепях ячеек МИП в пределах 0,5.1% от расчетных значений.

Публикации

По теме диссертационного исследования опубликовано 14 работ, в том числе 4 статьи в изданиях из перечня ВАК:

1. Пергушев А.О. Снижение искажений выходного напряжения в модуляционных источниках питания для усилителей мощности радиосигналов с высоким пик-фактором. / А.О. Пергушев, В.А. Сороцкий, А.М. Уланов // Радиотехника. - 2019. - т.83. - №12(20). - C. 68-79.

2. Pergushev A.O. Impact of signal distortion in a power amplifier on telecommunication system efficiency / A.O. Pergushev, V.A. Sorotsky, S.V. Zavjalov // Computing, Telecommunications and Control. - 2023. - Т. 16. - № 1. - P. 21-34.

3. Пергушев А.О. Расширение полосы пропускания усилителей мощности сигналов с высоким пик-фактором. / А.О. Пергушев, В.А. Сороцкий // Радиотехника. - 2025. - Т. 89. - № 3. - C. 24-31.

4. Пергушев А.О. Спектральные и энергетические характеристики ключевого усилителя мощности с расширенной полосой пропускания при усилении сигналов с высоким пик-фактором. / А.О. Пергушев, В.А. Сороцкий // Радиотехника. - 2025. - Т. 89. - № 3. - C. 90-97.

Личный вклад

Результаты диссертационного исследования получены автором самостоятельно. Из работ, выполненных в соавторстве, в диссертацию вошли части, выполненные лично автором или при его непосредственном участии.

Степень достоверности и апробация результатов

Результаты настоящей работы опираются на общепризнанные научным сообществом исследования отечественных и зарубежных специалистов в области радиотехники и преобразовательной техники и хорошо согласуются с ними. Основные теоретические положения диссертационной работы были представлены

на обсуждение на международных и региональных научно-технических конференциях:

1. Международной конференции «2018 IEEE International Conference On Electrical Engineering and Photonics, EExPolytech», Санкт-Петербург, 22-23 октября 2018 г.;

2. Международной научно-технической конференции «The IV International Forum «Instrumentation Engineering, Electronics and Telecommunications, IEET», Ижевск, 12-14 декабря 2018 г.;

3. Международной конференции « 2019 IEEE International Conference On Electrical Engineering and Photonics, EExPolytech», Санкт-Петербург, 1718 октября 2019 г. (3 доклада);

4. «75-ой научно-технической конференции Санкт-Петербургского НТО РЭС им. А.С. Попова, посвященной Дню радио», Санкт-Петербург, 2024 апреля 2020 г.;

5. Международной конференции «VI международная научно-техническая конференция «Радиотехника, электроника и связь», Омск, 68 октября 2021 г.;

6. Международной конференции «2021 IEEE International Conference On Electrical Engineering and Photonics, EExPolytech», Санкт-Петербург, 1415 октября 2021 г.;

7. Международной конференции «2022 IEEE International Conference On Electrical Engineering and Photonics, EExPolytech», Санкт-Петербург, 2021 октября 2022 г. (2 доклада).

Структура и объем диссертации

Диссертационная работа состоит из введения, пяти глав, заключения, списка литературы и пяти приложений. Общий объем диссертационной работы вместе с приложениями составляет 200 страниц, в том числе 163 страниц основного текста, 59 рисунков (в основной части), 13 таблиц (в основной части), список используемой литературы из 115 наименований.

Глава 1. Актуальность проблемы повышения КПД и снижения искажений при усилении сигналов с изменяющейся огибающей. Цель и задачи работы

1.1.Методы повышения КПД при усилении радиосигналов с высоким пик-фактором

Постоянно растущие требования к повышению спектральной эффективности сигналов и скорости передачи информации обуславливают необходимость использования сигналов, основанных на модуляции с одновременной передачей на ортогональных поднесущих частотах (англ. Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) [1, 11, 16]. Особенностью таких сигналов является повышенное значение пик-фактора (PAPR), который прямо пропорционально зависит от количества используемых поднесущих [2], а его среднестатистические значения могут достигать 13 дБ и более [1, 3, 4, 16]. В частности, среднестатистические значения PAPR сигналов, применяемых в мобильных системах связи четвертого поколения или в цифровом телевещании, могут достигать 8,5.13 дБ [4, 16]. Данная особенность негативно сказывается на КПД линейных усилителей мощности (УМ), применяемых для усиления таких сигналов. Среднее значение КПД в таких УМ может снижаться до 25.30% [4.8], поскольку активные элементы в них функционируют в неоптимальном с точки зрения энергетической эффективности недонапряженном режиме. Следует отметить, что проблема снижения КПД линейных УМ при усилении сигналов с изменяющейся огибающей не нова и актуальна не только при усилении сигналов, полученных с помощью цифровых, но и аналоговых методов модуляции (амплитудной и однополосной) [7, 8, 16]. Так, например, при передаче голосового сообщения пик-фактор сигнала может достигать значений до 18 дБ [9].

С учетом того, что отмеченная выше проблема снижения КПД при возрастании пик-фактора известна давно, к настоящему времени разработано

несколько методов, позволяющих повысить данный показатель. Одним из первых появился метод автоанодной модуляции, предложенный Кругловым Н.Г. в 1943 году и предусматривающий одновременное применение методов модуляции на управляющую сетку (модуляция смещением, усиление модулированных колебаний) в сочетании с анодной модуляцией, обеспечиваемой с помощью дросселя с достаточно большой величиной индуктивности, препятствующего изменению выходного тока при увеличении или уменьшении огибающей усиливаемого сигнала [10, 11]. Преимуществом перед классической схемой с анодной модуляцией является отказ от использования мощного амплитудного модулятора, что, несомненно, способствует повышению промышленного КПД [8, 10]. Однако недостатком автоанодной модуляции является наличие нелинейных искажений [10, 12, 13], которые делают недопустимым применение данного метода в исходном варианте, предложенном автором, в современных телекоммуникационных системах (ТКС). Решить данную проблему можно путем введения в цепь УМ глубокой отрицательной обратной связи [12.15]. Таким методом автору [15] удалось снизить значение коэффициента нелинейных искажений до 3.7,5% при выходной мощности УМ 45 Вт. При выходных мощностях УМ десятки и сотни киловатт достижение даже таких показателей может оказаться нетривиальной и сложной задачей. Таким образом, метод автоанодной модуляции является наименее интересным при построении УМ для современного телекоммуникационного оборудования по сравнению с другими методами [11], более того, уже начиная с 1960-х годов метод автоанодной модуляции в основном применялся для модернизации существующих РПдУ и не использовался при проектировании новых [13]. В связи с этим дальнейшее рассмотрение данного метода повышения КПД представляется нецелесообразным.

Более перспективными методами, рост интереса к которым в настоящее время наблюдается у разработчиков телекоммуникационного оборудования для мобильных сетей 4-го и 5-го поколений, судя по известным публикациям, являются автоматическая регулировка режима (АРР) по питанию и метод У. Догерти [4, 17.26, 28]. Метод У. Догерти может использоваться для усиления сигналов с пик-

фактором 6.10 дБ [5]. В классическом варианте он реализуется на основе использования двух усилителей мощности: основного и вспомогательного (пикового) [5, 6, 8, 16, 28]. Именно с этим связаны основные недостатки метода У. Догерти. Наиболее значимыми из них являются: необходимость в специальном инвертирующем четырехполюснике для сложения мощностей основного и вспомогательного усилителей, требующего перестройки при изменении рабочей частоты, а также наличие «излома» амплитудной характеристики в точке включения пикового УМ, что приводит к появлению нелинейных искажений [5, 11, 28]. УМ по схеме У. Догерти, по мнению некоторых специалистов [28, 29], характеризуются относительно узкой полосой пропускания, что вынуждает применять сложные схемотехнические решения [28, 30.34] и цифровые методы предыскажений усиливаемых сигналов [29] в случае использования этих устройств в современных ТКС. Альтернативой методу У. Догерти можно справедливо считать метод АРР по питанию, называемый также «следящим питанием» (от англ. Envelope Tracking(ET) [4.6, 35]. Данный метод основан на том, чтобы приблизить положение рабочей точки активного элемента на динамической характеристике УМ к линии граничного режима за счет динамического регулирования напряжения питания в соответствии с законом изменения огибающей РЧ сигнала с помощью модуляционного источника питания (МИП). К сожалению, данный метод не лишен недостатков, одним из наиболее значимых среди которых является проблема синхронизации усиливаемого радиочастотного сигнала с изменяющимся напряжением питания. Её отсутствие приводит к появлению искажений усиливаемого РЧ сигнала и снижению среднего значения КПД радиочастотного УМ [4]. Тем не менее, благодаря цифровым методам формирования и предыскажения сигналов, в настоящее время предпринимаются попытки решить данную проблему [4]. Еще один недостаток АРР по питанию связан с тем, что для сигналов с повышенным пик-фактором полоса выходного напряжения МИП должна в несколько раз превышать полосу РЧ сигнала [4, 56, 57]. А в сигналах с OFDM полоса пропускания МИП может выбираться по отношению к полосе, определяемой крайними поднесущими частотами РЧ сигнала (например, в

мобильных системах 4-го и 3-го поколения - минимум в 2.3 раза выше) [4, 56, 57]. Это необходимо для того, чтобы максимально приблизить форму выходного напряжения МИП к огибающей РЧ сигнала, что в теории позволит при любом мгновенном значении усиливаемого сигнала сохранять режим работы активного элемента в граничном или близком к нему режиме. Однако, для повышения КПД такого УМ в МИП реализуют широтно-импульсную модуляцию (ШИМ). При этом ШИМ сопровождается появлением гармоник, кратных частоте коммутации активных элементов. Данные гармоники, как правило, попадают в область внеполосных излучений РПдУ и не могут быть ослаблены его выходным фильтром. С учетом этого в МИП необходимо осуществлять их ослабление до требуемого уровня. При этом очевидно, что чем выше частота ШИМ, тем шире может быть реализована полоса пропускания МИП. Тем не менее, увеличение частоты ШИМ приводит к возрастанию коммутационных потерь в применяемых в составе МИП ключевых УМ, что после определенного порога сводит на нет все преимущества ключевого режима вследствие снижения КПД МИП. Как следует из изложенного, проблема расширения полосы пропускания МИП является нетривиальной задачей и требует более детального исследования. Стоит отметить и тот факт, что в ряде систем связи могут присутствовать жесткие ограничения на уровень внеполосного излучения, что делает реализацию УМ с МИП нетривиальной задачей. Более подробно вопрос, связанный с полосой пропускания, рассмотрен в параграфе 1.4.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Пергушев Алексей Олегович, 2025 год

Источник

питания

(5 В)

КУМ

Источник питания/МИП

Плата управления Плата драйверов

(2>п

Мостовая генераторная ячейка

Трансфор-~ матор

ФНЧ

Эквивалент нагрузки

К)

б)

Рисунок 5.2 - Функциональные схемы экспериментальных измерительных установок МИП (а) и КУМ (б)

Функциональная схема полумостовой ячейки в составе МИП приведена на Рисунке 5.3.

Рисунок 5.3- Функциональная схема полумостовой ячейки

Здесь: Dr1, Dr2 - драйверы управления транзисторами УТ1 и VT2; C4, C5, C6

- конденсаторы фильтра в цепи питания (при совместной работе МИП и КУМ в цепи питания последнего установлены емкости выходного фильтра МИП); С1, С2

- конденсаторы фильтра в цепи питания драйверов; Я1,..., Я4 - резисторы в выходных цепях драйверов с рекомендованным производителем номиналом 1 Ом; Х1, Х2- выводы для подключения источника питания; Х3, Х30, Х4, Х40 - выводы для подключения источников питания драйверов; Л.1, Л.2 - выводы для подачи импульсов входного воздействия на драйверы; Л, 1Ю - выводы подключения нагрузки. Рассмотренная полумостовая ячейка использована при создании мостового КУМ.

На Рисунках 5.4 и 5.5 приведены фотографии экспериментальных макетов КУМ и МИП соответственно.

Рисунок 5.4 - Общий вид экспериментального макета КУМ

Цифрой 1 на Рисунке 5.4 обозначено устройство управления, реализованное на базе ПЛИС Altera Cyclone IV EP4CE6 с использованием буферных каскадов, способствующих снижению влияния внешних помех. Мостовой модуль усилителя мощности обозначен цифрой 2. В его состав входит плата драйверов, которая помимо самих драйверов содержит цифровые изоляторы, обеспечивающие гальваническую развязку по высокому напряжению драйверов с верхними транзисторами силовой части. Цифрами 3 и 4 обозначены, соответственно, трансформатор, обеспечивающий согласование с нагрузкой, и выходной ФНЧ.

Рисунок 5.5 - Экспериментальный макет МИП

На Рисунке 5.5 представлены два ракурса экспериментального макета МИП. Структура силовых ячеек и платы драйверов сходна с аналогичными

составляющими КУМ. Сам МИП располагается под крышкой, на которой установлена плата управления (цифра 1 на Рисунке 5.4).

При экспериментальном исследовании лабораторного макета МИП использовались следующие измерительные приборы:

• анализатор спектра Agilent N9342C (Серийный номер: CN0529A118);

• вольтамперметр М253 (в режиме вольтметра, номер по Госреестру 237268);

• осциллограф RIGOL DS1102Z (Серийный номер DS1ZE223806924, номер по Госреестру 33711-08);

• мультиметр цифровой Fluke 17B (Серийный номер 24710172 WS, номер в Госреестре средств измерений 27822-04) для измерения потребляемого тока;

• генератор сигналов RIGOL DG1022 (серийный номер DG1D201601510, номер в Госреестре средств измерений 56011-13).

В таблице 5.1 приведены значения реальной и мнимой частей импеданса нагрузки, при которых обеспечивается включение транзисторов при «нулевом» напряжении и «нулевом» токе («гладкий» режим), а выключение транзисторов происходит при нулевом или близком к нему напряжении. Указанные значения получены с помощью аналитического расчета усилителя мощности класса DE, рассмотренного в параграфе 4.2.

Таблица 5.1 - Вещественная и мнимая части импеданса нагрузки, при которых реализуется «гладкий» режим в УМ класса DE

f, МГц td/T R, Ом X, Ом

3 0,06 8,71 2,41

5 0,08 9,06 3,38

8 0,10 8,55 4,06

10 0,12 9,46 5,50

15 0,15 9,12 6,90

20 0,18 8,95 8,54

30 0,24 8,20 12,01

Устройство управления КУМ реализовано на основе ПЛИС, что позволяет программным способом регулировать длительность защитного интервала в мостовой схеме. При этом отношение выбиралось таким образом, чтобы обеспечить полный перезаряд выходных емкостей транзисторов при указанных в таблице 5.1 параметрах нагрузочной цепи КУМ. Следует отметить, что значение вещественной составляющей импеданса нагрузки КУМ выбрано исходя из необходимости обеспечить значение параметра юСэквК<0Д8, при котором возможна реализация «гладкого» режима [84].

5.3 Энергетические и спектральные характеристики экспериментального макета МИП при работе на эквивалент нагрузки

5.3.1 Статическая модуляционная характеристика и энергетические параметры МИП при работе на эквивалент нагрузки

На Рисунке 5.6 приведена статическая модуляционная характеристика МИП, полученная в эксперименте. Для удобства сравнения здесь же представлена аналогичная характеристика, рассчитанная с помощью имитационной модели.

1

0,8

н

пи0,6

вы0,4 0,2

0

0

0,2

0,4

0,6

0,8

а

Рисунок 5.6 - Статическая модуляционная характеристика

Здесь а - относительное значение входного воздействия. Как видно из Рисунка 5.6, имеет место хорошее совпадение обеих характеристик, что можно рассматривать как косвенное подтверждение адекватности имитационной модели в части учета статических и динамических свойств транзисторов.

Значения КПД, измеренные при определении статической модуляционной характеристики, приведены на Рисунке 5.7. Ось абсцисс соответствует мощности в эквиваленте нагрузки МИП, нормированной к максимальному значению Рмакс.

100

90

80

70

60

д 50

с

40

30

20

10

0

---•

•

-•- Эксперимент

-Моделирование

-О 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1

Рн/Рмакс

Рисунок 5.7- Зависимость КПД от выходной мощности

Наблюдаемое на Рисунке 5.7 снижение КПД модуляционного источника питания при уменьшении выходной мощности обусловлено увеличением относительной доли коммутационных и динамических потерь по отношению к полезной мощности, поступающей в нагрузку, и согласуется с известными результатами [102].

В диапазоне изменения выходной мощности от 0,4 до 1 отличие значений КПД, полученных в эксперименте и при имитационном моделировании, не превышает 10%. Однако данное расхождение, вызванное несколько большими

значениями потерь в экспериментальном макете, определяет дальнейшее увеличение расхождение между результатами моделирования и эксперимента при снижении выходной мощности. Одной из причин того, что в макете рассеяние энергии больше, чем в модели могут быть потери в ФНЧ на выходе МИП из-за частотной зависимости параметров магнитопроводов, которую сложно учесть в имитационной модели. Другой причиной может быть большее значение коммутационных и динамических потерь в транзисторах макета, чем в их моделях.

Влияние КСВ на энергетические характеристики можно проследить по результатам, приведенным в таблице 5.2. Здесь представлены экспериментальные и численные значения КПД при номинальной (^экв ном) и несогласованной нагрузке (Дэкв1=(1/3)Яэкв ном и Яэкв2=3Яэкв ном) с установленным на выходе ФНЧ 1.

Таблица 5.2-Электрические и энергетические параметры МИП при работе с резистивным эквивалентом нагрузки и моногармоническим тестовым напряжением частотой 3,4 кГц.

Способ получения результата и пит, В /пит, А Рпотр, Вт Vн_ср, В Рн, В КПД,% Vпик-пик, В имакс, В Рпик, Вт

^экв ^экв ном

эксперимент 80 2,51 201 45,4 186 93 73,6 73,6 488

имитационное моделирование 80 2,56 205 - 202 98,5*) 70,7 75,3 515

^экв (1/3 )^экв ном

эксперимент 55 5,23 288 28,2 255 89 38,4 44,0 621

имитационное моделирование 55 5,40 297 - 288 97*) 37,7 45,7 669

^экв 3^экв ном

эксперимент 110 1,33 146 62,0 126 86 96,0 100,0 329

имитационное моделирование 110 1,32 145 - 142 98*:) 100,3 105,4 365

*) Примечание: потери в элементах фильтра не учитывались.

Обозначения:^экв - эквивалентное сопротивление МИП, Ццит - напряжение питания МИП, /пит - ток, потребляемый МИП, Рпотр - потребляемая мощность, и ср - средневыпрямленное значение выходного напряжения МИП, Рн - мощность в нагрузке МИП, Ц/пик -пик - размах переменной составляющей выходного напряжения МИП, Ц/макс - максимальное значение выходного напряжения МИП, Рпик - мощность в точке, соответствующей Ц/макс.

Как видно из представленных в таблице 5.2 данных, отличие значений энергетических параметров, полученных при имитационном моделировании, от результатов эксперимента не превышает 13%, а разница в КПД - не более 12%.

5.3.2 Спектральные характеристики модуляционного источника питания при работе на резистивный эквивалент нагрузки

Оценка спектрального состава выходного напряжения МИП представляет интерес с точки зрения проверки адекватности аналитической и имитационной моделей при работе МИП с входным сигналом, преобразованным в цифровой вид с разными значениями разрядности, а также при разных значениях тактовой частоты ШИМ преобразования. В таблицах В.1...В.4 приложения В приведены значения амплитуд гармоник, кратных частоте тестового сигнала со 2-ой по 10-ую и составляющих тактовой частоты ШИМ, полученные при аналитическом и имитационном моделировании и в эксперименте. А на Рисунках Г.1...Г.8 приложения Г представлены диаграммы, построенные по данным таблиц В.1.В.4 приложения В для наглядного сравнения результатов эксперимента и моделирования.

В таблицах В.1 и В.2 приложения В приведены значения спектральных компонент, кратных частоте тестового напряжения, при разных значениях разрядности цифрового преобразования входного сигнала МИП. Тактовая частота МИП в данном эксперименте фиксирована. Результаты приведены для случаев работы МИП с ФНЧ 1 (таблица В.1 приложения В) и с ФНЧ 2 (таблица В.2 приложения В). Тактовая частота ШИМ в данном эксперименте имеет значение /гакт=390 кГц. Для каждого ФНЧ эксперимент проведен для двух значений частоты тестового сигнала: 3,4 кГц и 10 кГц для случая с использованием ФНЧ 1 и 12 кГц и 40 кГц - для ФНЧ 2. По аналогии в таблицах В. 3 и В.4 приложения В приведены результаты эксперимента, в котором фиксированной является разрядность преобразования опорного напряжения ШИМ (8 бит), а изменяется его тактовая частота.

Как видно из Рисунков Г. 1 .Г. 8 приложения Г в подавляющем большинстве случаев результаты аналитического и имитационного моделирования отличаются от экспериментально полученных значений спектральных компонент ближней зоны на 10.15 дБ при абсолютных значениях амплитуд гармоник в

районе -40.-80 дБ. Аналогичные результаты наблюдаются и для второй гармоники тактовой частоты. Это подтверждает адекватность разработанных моделей. Помимо этого, анализ результатов, отображенных на Рисунках Г.1...Г.4 приложения Г демонстрирует, что увеличение разрядности цифрового преобразования опорного напряжения ШИМ (при фиксированной разрядности АЦП на уровне 10 бит) способствует снижению уровня спектральных компонент в ближней зоне спектра выходного напряжения МИП.

Анализируя Рисунки Г.5...Г.8 приложения Г, можно отметить, что увеличение тактовой частоты ШИМ на практике слабо влияние на уровень спектральных компонент в ближней зоне. Однако стоит отметить, что при достижении минимально-допустимой для транзисторов длительности импульса ШИМ из-за возникающих пропусков импульсов или их искажений уровни спектральных компонент ближней зоны начинают увеличиваться, что подтверждается графиками под литерой г) на Рисунках Г.5.Г.8 приложения Г.

5.4 Энергетические и спектральные характеристики экспериментального макета КУМ при работе от лабораторного источника постоянного напряжения

Энергетические характеристики экспериментального макета КУМ класса DE, реализованного по мостовой схеме, для случаев, соответствующих трем ФНЧ с различными полосами пропускания приведены в таблице 5.3.

Анализируя данные, приведенные в таблице 5.3, можно заметить, что КПД усилителя снижается при работе с ФНЧ 3-го поддиапазона. Этот эффект вполне закономерен ввиду того, что периоды собственных колебаний паразитных реактивных параметров транзисторов при данных рабочих частотах сопоставимы с длительностями фронта и спада импульсов, формируемых на выходе КУМ. По этой причине собственные колебания транзисторов оказывают влияние на энергетические параметры КУМ.

Таблица 5.3 - Энергетические характеристики экспериментального макета

усилителя мощности

Г, МГц ^х, В !вх, В ц, в -^отр Вт Рн, Вт КПД, %

1,50 23,5 2,2 70,5 51,9 50,5 97

33,1 3,1 100,5 103,3 102,6 99

47,2 4,5 142,5 211,0 206,4 98

68,4 6,1 202,5 417,7 416,7 99

1,87 23,8 2,2 70,5 52,1 50,5 97

33,8 3,1 101,5 105,5 104,7 99

47,4 4,4 142,0 208,1 204,9 98

68,0 6,2 201,5 418,2 412,6 99

2,25 25,3 2,1 71,0 53,1 51,2 96

35,2 3,0 100,5 103,8 102,6 99

49,9 4,2 140,5 208,1 200,6 96

70,9 5,9 202,0 420,4 414,7 99

6,67 25,2 2,1 70,2 52,9 50,0 95

36,1 3,0 101,0 109,4 103,7 95

50,3 4,3 141,0 213,8 202,0 95

72,5 6,0 202,5 436,5 416,7 95

8,33 27,0 2,0 70,0 54,8 49,8 91

38,8 2,9 101,0 113,7 103,7 91

54,0 4,1 141,0 220,9 202,0 91

75,0 5,7 200,0 426,8 406,5 95

10,00 26,2 2,1 70,5 54,5 50,5 93

37,5 3,0 101,0 111,4 103,7 93

52,5 4,2 142,0 222,1 204,9 92

74,0 6,0 202,0 443,3 414,7 94

20,00 24 2,2 70,0 52,8 49,8 94

34,0 3,2 101,5 108,8 104,7 96

49,0 4,3 142,0 210,7 204,9 97

68,0 6,5 203,5 442,0 420,9 95

25,00 25,0 2,2 70,5 54,8 50,5 92

35,3 3,1 100,0 110,1 101,6 92

49,3 4,4 138,5 216,4 194,9 90

71,5 6,4 201,0 457,6 410,6 90

30,00 24,3 2,5 70,0 61,7 49,8 81

36,0 3,7 100,0 133,2 101,6 76

52,3 5,2 142,5 272,0 206,4 76

77,0 7,0 201,5 540,5 412,6 76

В таблице 5.4 приведены результаты, полученные с помощью имитационной

модели КУМ.

Таблица 5.4 - Энергетические характеристики имитационной модели

усилителя мощности

£ МГц Ивх, В ин, В Pпотр, Вт Рн, Вт КПД, %

1,50 23,5 66,5 46,1 44,1 95,8

33,1 93,6 91,2 87,4 95,8

47,2 133,3 185,1 177,3 95,8

68,4 192,9 387,8 371,4 95,8

1,87 23,8 67,7 49,2 47,2 95,9

33,8 96,5 99,1 95,0 95,9

47,4 134,5 194,6 186,5 95,9

68,0 193,0 400,2 383,4 95,8

2,25 25,3 71,7 54,9 52,8 96,2

35,2 99,7 106,3 102,2 96,2

49,9 141,5 213,5 205,3 96,2

70,9 200,7 430,9 413,9 96,1

6,67 25,2 69,7 52,6 49,7 94,6

36,1 99,9 107,6 101,8 94,7

50,3 138,2 208,4 197,3 94,7

72,5 199,6 431,9 408,8 94,7

8,33 27,0 74,2 59,9 56,1 93,6

38,8 105,6 123,0 115,2 93,6

54,0 146,9 237,0 221,8 93,6

75,0 201,0 442,5 413,5 93,4

10,00 26,2 70,6 54,0 50,6 93,8

37,5 101,0 110,4 103,6 93,9

52,5 140,3 216,1 202,8 93,9

74,0 198,5 429,0 402,7 93,9

20,00 24 71,7 55,8 51,0 91,5

34,0 100,8 111,9 102,4 91,5

49,0 144,1 231,8 212,0 91,5

68,0 199,1 443,3 405,0 91,4

25,00 25,0 68,6 55,3 48,4 87,5

35,3 98,1 110,2 96,5 87,6

50 138,3 221,2 194,1 87,7

71,5 200,0 450 398,6 88,6

30,00 24,3 64,8 51,6 42,6 82,5

36,0 95,3 111,9 94,1 84,1

52,3 137,6 234,5 192,5 82,1

77,0 204,8 500,0 418,7 83,7

Для более наглядного сравнения моделирования и экспериментального исследования по результатам, представленным в таблицах 5.3 и 5.4, построены графики зависимости КПД от рабочей частоты КУМ для максимальных и минимальных значений выходной мощности. Они представлены на Рисунках 5.8 и 5.9 для минимальных и максимальных значений выходной мощности КУМ соответственно.

Рисунок 5.8 - Зависимости КПД от рабочей частоты КУМ, соответствующие минимальным значениям выходной мощности

Рисунок 5.9 - Зависимости КПД от рабочей частоты КУМ, соответствующие максимальным значениям выходной мощности

Анализ Рисунков 5.8 и 5.9 и данных, приведенных в таблицах 5.7 и 5.8, показывает, что отличие значений КПД, полученных при имитационном моделировании от результатов эксперимента не превышает 5% для большинства точек и 10% для случая, соответствующего рабочей частоте 30 МГц. Отличие значений выходной мощности при моделировании от эксперимента для подавляющего числа случаев укладывается в десятипроцентный диапазон. Это является приемлемым результатом для инженерной практики, и позволяет признать имитационную модель КУМ адекватной. Что касается превышения значений КПД, полученных в эксперименте, над показаниями модели, то это можно отнести к особенностям измерения выходной мощности, которые осуществлены с учетом имеющейся в распоряжении измерительной аппаратуры. Кроме того, при высоких значениях рабочей частоты КУМ длительность колебательных процессов, связанных с собственными резонансными процессами самих транзисторов и топологией схемы, становится сопоставимой с длительностью формируемых КУМ импульсов. При этом наблюдается влияние резонансных процессов на режим работы КУМ, приводя порой к увеличению КПД, что не наблюдается в модели.

Ввиду того, что выходная емкость транзисторов меняется при варьировании напряжения питания, а режим работы УМ класса БЕ в свою очередь зависит от значения выходной емкости, спектральные характеристики определены при минимальной и максимальной мощностях, полученных на выходе УМ. Результаты экспериментального исследования и имитационного моделирования представлены в таблице 5.5. В ней приведены относительные значения амплитуд второй и третье гармоник несущего колебания, а также максимальное значение амплитуды среди гармоник с коэффициентом кратности от 4 до 10.

Таблица 5.5 - Спектральные характеристики экспериментального макета

усилителя мощности

Способ Напряжение

/, МГц получения результата питания И2, дБ Ив, дБ И4-10, дБ

Эксперимент имин -75 -49 -53

1,50 имакс -70 -50 -52

Имитационное имин -84 -56 -65

моделирование имакс -85 -56 -65

Эксперимент имин -85 -62 -74

1,87 имакс -75 -60 -56

Имитационное имин -92 -66 -67

моделирование имакс -93 -66 -67

Эксперимент имин -76 -65 -59

2,25 имакс -70 -64 -57

Имитационное имин -91 -62 -70

моделирование имакс -92 -62 -70

Эксперимент имин -78 -49 -54

6,67 имакс -72 -47 -45

Имитационное имин -95 -65 -68

моделирование имакс -107 -65 -69

Эксперимент имин -76 -59 -56

8,33 имакс -68 -58 -55

Имитационное имин -101 -67 -70

моделирование имакс -107 -67 -71

Эксперимент имин -66 -64 -53

10,00 имакс -62 -62 -51

Имитационное имин -96 -64 -73

моделирование имакс -99 -64 -73

Эксперимент имин -73 -52 -70

20,00 имакс -72 -48 -66

Имитационное имин -90 -60 -73

моделирование имакс -101 -60 -74

Эксперимент имин -54 -61 -66

25,00 имакс -49 -53 -64

Имитационное имин -92 -69 -72

моделирование имакс -93 -68 -70

Эксперимент имин -56 -61 -72

30,00 имакс -49 -55 -63

Имитационное имин -101 -63 -81

моделирование имакс -91 -61 -75

При сравнении моделирования и эксперимента, по данным из таблицы 5.5, можно заметить, что отличие значений амплитуд второй гармоники в спектре выходного сигнала макета КУМ от результатов, которые демонстрирует имитационная модель, в ряде случаев достигает 45 дБ. Это можно объяснить тем, что появление четных побочных составляющих в спектре сигнала двухтактного ключевого КУМ в основном связана с наличием перекоса напряжений в его плечах, связанного в том числе с наличием отличий параметров транзисторов. Их учет в имитационной модели существенно усложнит её и приведет к росту вычислительных затрат.

Отличие результатов моделирования от эксперимента для остальных побочных спектральных компонент не превышает 10.20 дБ при абсолютных значениях -45... -80 дБ.

5.5 Энергетические характеристики радиочастотного усилителя мощности при использовании модуляционного источника питания

Измерения энергетических параметров осуществлялись в трех частотных поддиапазонах на трех частотах в каждом из них: поддиапазон 1, частоты: 1,5 МГц, 1,87 МГц и 2,25 МГц; поддиапазон 2, частоты: 6,67 МГц, 8,33 МГц и 10 МГц; поддиапазон 3, частоты: 20 МГц, 25 МГц и 30 МГц. Для определения выходной мощности измеряется амплитудное значение напряжения на нагрузке КУМ. Мощность в нагрузке определяется в соответствии с известным соотношением частного квадрата амплитудного значения напряжения на удвоенное сопротивление. Результаты измерений электрических параметров и произведенных с их помощью расчетов энергетических характеристик приведены в таблице 5.6 и на Рисунках 5.10.5.12.

Таблица 5.6 - Электрические и энергетические параметры лабораторного

макета и имитационной модели при совместной работе МИП и КУМ

£ МГц №ит,В [/мип, В /пит, А Ш, В Рпотр, Вт Рн, Вт КПД, %

Эксперимент

70,0 65 6,5 200,0 455,0 406,5 89

71,0 51,5 4,3 159,0 305,3 256,9 84

71,5 33,0 2,2 101,0 157,3 103,7 66

72,0 22,5 1,33 70,0 95,8 49,8 52

1,87 72,0 7,0 0,8 22,0 57,6 4,9 9

Имитационное моделирование

70,0 64,8 5,67 193,3 397,0 373,5 94,1

71,0 51,7 3,59 154,2 254,6 238,2 93,6

71,5 33,3 1,51 99,4 108,2 98,8 91,4

72,0 22,7 0,73 67,7 52,7 45,8 86,9

72,0 7,1 0,134 21,2 9,67 4,49 46,4

Эксперимент

78,0 72,5 5,7 200,0 444,6 391,2 88

79,0 57,5 3,9 158,0 308,1 253,7 82

79,0 36,5 1,9 100,0 150,9 101,6 67

79,5 25,0 1,2 69,0 97,0 48,4 50

8,33 79,0 7,5 0,7 21,0 55,3 4,5 8

Имитационное моделирование

78,0 72,3 5,56 200,9 433,3 399,9 92,3

79,0 57,3 3,48 158,6 274,5 251,6 91,7

79,0 36,8 1,48 101,7 116,6 104,0 89,2

79,5 25,3 0,73 70,2 58,3 49,3 84,6

79,0 7,75 0,138 21,4 10,9 4,62 42,4

Эксперимент

73,0 69,0 6,5 200,0 448,5 406,5 91

73,0 46,5 2,6 122,0 189,8 151,3 80

73,1 36,5 1,7 95,0 120,6 91,7 76

72,9 23,5 0,7 62,0 52,5 39,1 75

25 73,1 9,5 0,2 19,0 11,3 3,7 33

Имитационное моделирование

73,0 68,8 5,75 192 419,4 374,6 89,3

73,0 46,5 2,65 127 193,7 164,9 85,1

73,1 36,6 1,67 100,3 122,1 102,3 83,8

72,9 24,1 0,76 66,4 55,5 44,2 79,6

73,1 10,0 0,19 27,4 13,8 7,64 55,3

100

90

80

70

£ 60

д 50

и

2 40

30

20

10

0

/

/

/

-»-эксперимент

—Моделирование

О

0,2

0,4 0,6

Рн/Рмжс

0,8

1

Рисунок 5.10 - Зависимость КПД радиочастотного усилителя от нормированной мощности выходного сигнала при /=1,87 МГц

100

90

80

70

£ 60

3 50 С

3 40

30 20 10 о

о

/

/

/ *

/ /

-•-Эксперимент

-Моделирование

0,2

0,4 0,6

Ри/Рмакс

0,8

1

Рисунок 5.11 - Зависимость КПД радиочастотного усилителя от нормированной мощности выходного сигнала при /=8,33 МГц

Рисунок 5.12 - Зависимость КПД радиочастотного усилителя от нормированной мощности выходного сигнала при 25 МГц

Анализ Рисунков 5.10.5.12 в сравнении с результатами, приведенными в таблице 5.4 и на Рисунке 5.3, показывает, что отношение КПД ключевого УМ при совместной работе с МИП соответствует ожидаемому результату, представляющему собой произведение их КПД. Отличие результатов моделирования и эксперимента в области изменения нормированного значения выходной мощности от 0,5 до 1 составляет не более 12%, а в области от 0 до 0,5 может доходить до 30.35%. Это коррелирует с результатами, полученными при исследовании работы МИП на эквивалент нагрузки. При работе с частотой несущего колебания в третьем поддиапазоне (Рисунок 5.12) наблюдается превышение некоторых значений, полученных в эксперименте, над моделированием, что соответствует результатам, отраженным в параграфе 5.4.

Далее, в таблице В.5 приложения В и на Рисунках Г.9.Г.11 приложения Г приведены результаты исследования спектральных характеристик при совместной работе МИП и КУМ с использованием имитационной модели и экспериментального макета. Отметим, что в таблице указаны амплитуды спектральных компонент ближней зоны, примыкающей к полосе полезного

сигнала. Уровни побочных гармоник, кратных частоте несущего колебания при совместной работе МИП и КУМ, аналогичны тем значениям, которые получены при работе КУМ от источника постоянного напряжения.

Обращаясь к результатам, приведенным на Рисунках Г.9 .Г. 11, отметим, что отличие спектральных компонент в области спектра, приближенной к полосе АМ сигнала, полученных при имитационном моделировании и экспериментальном исследовании при совместной работе МИП и КУМ, не превышает в большинстве случаев 10.20 дБ. Лишь некоторые единичные гармоники имеют отличия в пределах 30.40 дБ. Данные результаты с учетом случайного разброса параметров транзисторов и особенностей реализации экспериментальных макетов КУМ и МИП, которые невозможно учесть в имитационной модели без её существенного усложнения, позволяют признать разработанную имитационную модель адекватной с точки зрения исследования спектральных характеристик.

5.6 Выводы по разделу

Обобщая результаты экспериментальных исследований лабораторных макетов КУМ и МИП, отметим следующее.

1) Отличие экспериментальных и расчетных значений КПД МИП при работе последнего на эквивалент нагрузки при изменении выходной мощности в пределах (0,4.1,0)Рмакс не превышает 10%. При меньших значениях выходной мощности расхождение результатов моделирования и эксперимента для ряда точек достигает 30%. Основная причина отличия результатов эксперимента от моделирования заключается в том, что потери энергии в макете несколько больше, чем при моделировании, что может быть связано с потерями в ФНЧ на выходе МИП из-за частотной зависимости параметров магнитопроводов, которую сложно учесть в имитационной модели.

2) Оценка достоверности спектральных характеристик МИП, полученных с помощью аналитической модели, показала, что на частотах, когда влиянием инерционности транзисторов на искажение формы напряжения с ШИМ можно

пренебречь, большинство спектральных компонент в ближней зоне оказались на 5.15 дБ ниже, чем в эксперименте, равно как и при имитационном моделировании. Данное расхождение обусловлено погрешностью, возникающей при линейной аппроксимации фронта и спада импульсов при коммутации транзисторов, и может быть уменьшено путем введения корректирующих поправок.

3) При повышении тактовой частоты опорного напряжения ШИМ, когда инерционность транзисторов приводит к искажению модулированного напряжения, почти все спектральные компоненты в эксперименте и при имитационном моделировании оказались на 20.30 дБ выше аналогичных результатов из аналитического моделирования.

4) При исследовании спектральных характеристик МИП экспериментально подтверждена установленная в рамках имитационногого моделирования связь разрядности ШИМ с уровнем спектральных искажений вблизи полосы частот, занимаемой тестовым сигналом. Показано, что увеличение разрядности при цифровой ШИМ снижает уровень спектральных компонент вблизи гармоники тестового сигнала на 5.10 дБ при изменении разрядности на 1 бит. Результаты имитационного моделирования отличаются от данных эксперимента в пределах 1.25 дБ при абсолютных значениях спектральных компонент -40.-80 дБ. Результаты аналитической модели во многом сопоставимы с имитационным моделированием, либо меньше их на 5.10 дБ.

5) Сравнение амплитуд гармоник, кратных тактовой частоте ШИМ (/такт), показало, что компоненты с частотой 2/такт во всех случаях (аналитическое и имитационное моделирование и эксперимент) отличаются не более, чем на 5.10 дБ. При этом аналитическая модель так же, как и в п.3, дает более низкие значения. Повышение указанных компонент в эксперименте можно объяснить отклонением номиналов элементов фильтра от расчетных значений, а также влиянием нелинейных свойств магнитопроводов катушек индуктивности.

6) При питании КУМ от МИП в диапазоне изменения выходной мощности 0,4Рмакс. 1,0Рмакс отличие значений КПД, полученных при имитационном

моделировании, от результатов эксперимента не превышает 15%. При меньших значениях выходной мощности отличие может достигать 30...35%, что обусловлено эффектами, отмеченными в п.1.

8) В целом достаточно хорошее соответствие между результатами экспериментальных исследований лабораторных макетов и аналогичными результатами, полученными с помощью аналитических расчетов и имитационного моделирования, свидетельствует о достоверности основных теоретических положений, сформулированных в разделах 2-4.

147

Заключение

Наиболее значимые научные и практические результаты диссертационной работы включают следующее.

1. Предложен принцип построения ключевого УМ сигналов с высоким пик-фактором, основанный на комбинированном применении методов дефазирования и раздельного усиления НЧ и ВЧ составляющих входного сигнала. Показано, что применение комбинированного метода усиления сигналов обеспечивает возможность расширения полосы пропускания ключевого УМ до 10 раз по сравнению с УМ на основе метода Кана при сохранении КПД на уровне не ниже 70%...90% и пик-факторе сигнала до 17 дБ.

2. Разработана аналитическая модель многоячейкового модуляционного источника питания (МИП), позволяющая учесть факторы, способствующие появлению искажений в усиленной МИП огибающей сигнала. В их число входят погрешности цифрового преобразования входного напряжения МИП и опорного напряжения ШИМ; инерционность процесса коммутации транзисторов; остаточное падение напряжения на транзисторах; разброс параметров схемотехнических элементов; фазовый сдвиг напряжений на выходе ячеек ключевого модулятора.

3. Установлено, что наибольшее влияние на уровень паразитных спектральных компонент в полосе, занимаемой спектральными составляющими огибающей сигнала и вблизи нее, оказывают инерционные параметры транзисторов (длительности интервалов нарастания и спада напряжения, а также задержки включения и выключения). При уменьшении их длительности с 10% от периода опорного колебания ШИМ до 0,1% уровень упомянутых паразитных спектральных составляющих может снизится на 40.45 дБ. Кроме того, на 8.12 дБ уменьшаются компоненты, кратные тактовой частоте ШИМ.

Остальные параметры МИП оказывают заметное влияние в основном на спектральные составляющие, кратные тактовой частоте ШИМ. Уменьшение

остаточного напряжения на транзисторах с 5% до 0,1% от полного напряжения на них позволяет снизить уровень указанных спектральных компонент на 30.40 дБ. Увеличение точности установки фаз управления ячейками МИП до значений, соответствующих отклонению от номинальных значений не более чем на 0,1%, позволяет уменьшить компоненты, кратные тактовой частоте ШИМ, на 40 дБ по сравнению с 10% отклонением. Обеспечивая точность индуктивностей катушек, устанавливаемых на выходах ячеек МИП, с отклонением не более 0,1.1% от расчетного значения можно добиться снижения составляющих, кратных частоте ШИМ на 20.40 дБ по сравнению со случаем установки катушек с 10% отклонением.

4. Адекватность аналитической модели МИП подтверждена имитационным моделированием в среде схемотехнического проектирования и экспериментальным исследованием. Отклонение демонстрируемых ею результатов определения амплитуд гармоник в ближней зоне спектра усиленной модуляционным источником питания огибающей сигнала укладывается в промежуток 5.20 дБ по сравнению с результатами эксперимента и имитационного моделирования при абсолютных значениях гармоник от -40 дБ до -80 дБ. При этом затраты времени для расчетов с помощью аналитической модели в 200. 1500 раз меньше, чем при работе с имитационной моделью в ССП.

5. С помощью разработанной аналитической модели МИП определено, что наибольший вклад в увеличение энергетического проигрыша при фиксированной вероятности битовой ошибки вносит работа УМ на несогласованную нагрузку с КСВ>1. На примере тестового О^ОМ-сигнала с QAM-16 на поднесущих показано, что для снижения энергетического проигрыша до значений порядка 1 дБ при фиксированной вероятности битовой ошибки 10-3, в условиях, подразумевающих работу УМ на нагрузку с КСВ<5, полоса пропускания МИП должна не менее чем в 8 раз превышать полосу, занимаемую РЧ сигналом.

6. Получено достаточно хорошее соответствие экспериментальных исследований лабораторных макетов с результатами имитационного моделирования МИП и КУМ в среде схемотехнического проектирования. В

частности, отклонение результатов имитационного моделирования от эксперимента при определении КПД модуляционного источника питания в пределах изменения его выходной мощности от 0,4 до 1 относительно максимального значения не превышает 10%. При определении КПД ключевого усилителя мощности, отклонение результатов моделирования от эксперимента не превышает 5.10%. Расхождение результатов имитационного моделирования и эксперимента при исследовании спектральных характеристик не превышает 10.20 дБ для КУМ и 1.25 дБ для МИП при абсолютных значениях -40 . -80 дБ.

Список публикаций автора по теме исследования

1. Pergushev A.O. Signal Distortion Decreasing in Envelope Tracking Power Amplifiers / A.O. Pergushev, V.A. Sorotsky // 2018 IEEE International Conference On Electrical Engineering and Photonics, EExPolytech Proceedings. - 2018/ - October 22 -23. - P. 44-47.

2. Pergushev A.O. A Time-Reduced Method for Calculation Distortions in Envelope Tracking Power Amplifiers / A.O. Pergushev, V.A. Sorotsky // Instrumentation Engineering, Electronics and Telecommunications - 2018, Proceedings of the IV International Forum. - 2018. - December 12-14. - P. 83-88.

3. Pergushev A.O. The Analytical Model for Calculating Distortions in the Envelope Tracking Power Supply // 2019 IEEE International Conference on Electrical Engineering and Photonics (EExPolytech). - 2019. - October 17-18. - P. 72-75.

4. Pergushev A.O. Output Voltage PWM Conversion Inaccuracies in Envelope Tracking Power Supply for High Peak-to-Average Power Ratio Applications / A.O. Pergushev, V.A. Sorotsky, A.M. Ulanov // 2019 IEEE International Conference on Electrical Engineering and Photonics (EExPolytech). - 2019. - October 17-18. - P. 9-12.

5. Pergushev A.O. Criteria for Selection Envelope Tracking Power Supply Parameters for High Peak-to-Average Power Ratio Applications / A.O. Pergushev, V.A. Sorotsky, A.M. Ulanov // 2019 IEEE International Conference on Electrical Engineering and Photonics (EExPolytech). - 2019. -October 17-18. - P. 13-16.

6. Пергушев А.О. Снижение искажений выходного напряжения в модуляционных источниках питания для усилителей мощности радиосигналов с высоким пик-фактором. / А.О. Пергушев, В.А. Сороцкий, А.М. Уланов // Радиотехника. - 2019. - т.83. - №12(20). - C. 68-79.

7. Пергушев А.О. Нелинейные искажения выходного напряжения в модуляционном источнике питания. / А.О. Пергушев, Р.И. Зудов, А.М. Уланов // Сборник докладов 75-й научно-технической конференции Санкт-Петербургского

НТО РЭС им. А.С. Попова, посвященной Дню радио. - 2020. - 22-24 апреля. - C.93-96.

8. Pergushev A.O. Influence of characteristics of swithed-mode power supply on FTN signal distortions / A.O. Pergushev, V.A. Sorotsky, R.I. Zudov, S.V. Zavjalov, A.S. Ovsyannikova // 2021 IEEE International Conference on Electrical Engineering and Photonics (EExPolytech). - 2021. - P. 15-18.

9. Пергушев А.О. Особенности реализации модуляционного источника питания с расширенной полосой пропускания // Радиотехника, электроника и связь. Тезисы докладов VI международной научно-технической конференции. - Омск, 2021. - C. 114-116.

10. Pergushev A.O. Envelope distortion in EER power amplifier under VSWR variation / A.O. Pergushev, V.A. Sorotsky, A.M. Ulanov, R.I. Zudov, N.V. Kulikov // 2022 IEEE International Conference on Electrical Engineering and Photonics (EExPolytech). - 2022. - P. 17-20.

11. Pergushev A.O. Impact of modulated power supply parameters on its output voltage distortions // 2022 IEEE International Conference on Electrical Engineering and Photonics (EExPolytech). - 2022. - P. 25-28.

12. Pergushev A.O. Impact of signal distortion in a power amplifier on telecommunication system efficiency / A.O. Pergushev, V.A. Sorotsky, S.V. Zavjalov // Computing, Telecommunications and Control. - 2023. - Т. 16. - № 1. - P. 21-34.

13. Пергушев А.О. Расширение полосы пропускания усилителей мощности сигналов с высоким пик-фактором. / А.О. Пергушев, В.А. Сороцкий // Радиотехника. - 2025. - Т. 89. - № 3. - C. 24-31.

14. Пергушев А.О. Спектральные и энергетические характеристики ключевого усилителя мощности с расширенной полосой пропускания при усилении сигналов с высоким пик-фактором. / А.О. Пергушев, В.А. Сороцкий // Радиотехника. - 2025. - Т. 89. - № 3. - C. 90-97.

152

Список литературы

1. Ramjee Prasad. OFDM for wireless communication systems / Ramjee Prasad. -Boston|London. : Artech House, 2004. - 291 p.

2. Варгаузин, В.А. Методы повышения энергетической и спектральной эффективности цифровой радиосвязи / В.А. Варгаузин, И.А. Цикин. — СПб. : БХВ-Петербург, 2013. - 352 с.: ил.

3. Saad Z. Asif. 5G Mobile Communications Concepts and Technologies / Saad Z. Asif. - First edition. | Boca Raton, FL : CRC Press/Taylor & Francis Group, 2018. - 335 p.

4. Zhancang Wang. Envelope Tracking Power Amplifiers for Wireless Communications / Zhancang Wang. - Boston|London. : Artech House, 2014. - 343 p.

5. Marian K. Kazimierczuk. RF Power Amlifiers / Marian K. Kazimierczuk. -Third edition. U.S. : Wiley, 2015. - 658 p.

6. Grebennikov A. Switchmode RF and Microwave Power Amplifiers/ A. Grebennikov, N. Sokal, M.J. Franco. - Second edition. - Academic Press, 2012. 677 p.

7. Артым А.Д. Усилители класса D и ключевые генераторы в радиосвязи и радиовещании / А.Д. Артым. - М. : Связь, 1980. - 209 с.: ил.

8. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин, [и др.]; под ред. В.В. Шахгильдяна. - 3-е изд., перераб. И доп. - М.: Радио и связь, 2003. - 560 с.: ил.

9. Акустика: Справочник / А.П. Ефимов, А.В. Никонов, М.А. Сапожков, В.И. Шоров; под ред. М.А. Сапожкова. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1989. - 336 с.: ил.

10. Круглов Н.Г. Автоанодная модуляция в маломощных передатчиках. / Н.Г. Круглов // Радио. - 1952. - №8. - С. 45-50.

11. Шахгильдян В.В. Методы повышения энергетической эффективности линейных усилителей мощности / В.В. Шахгильдян, Р.Ю. Иванюшкин // T-Comm - Телекоммуникации и транспорт. - 2011. - №9. - С. 143-145.

12. Повышение эффективности мощных радиопередающих устройств / А.Д. Артым, А.Е. Бахмутский, Е.В. Козин и др.; под ред. А.Д. Артыма. - М.: Радио и связь, 1987. - 176 с.: ил.

13 Модель З.И. Радиопередающие устройства / З.И. Модель. - М., изд-во «Советское радио», 1971. - 128 с.

14. Пустовойтовский А.С. К анализу одного метода повышения линейности усилительного тракта передатчика с автоанодной модуляцией. - Радиотехника и электроника. - Минск. - 1980. - №10. - С. 52-57.

15. Куницкий Н. Передатчик с автоанодной модуляцией на 28 МГц. / Н. Куницкий // Радио. - 1965. - №4. - С. 21-23.

16. Радиопередающие устройства. Учебник для вузов /, Р.Ю. Иванюшкин, В.Б. Козырев и др.; Под общей редакцией Р.Ю. Иванюшкина. - М.: Горячая линия - Телеком, 2021. 1200 с: ил.

17. Vasic M., Garcia O., Oliver J. A., Alou P., Diaz D., Cobos J. A., Gimeno A., Pardo J., Benavente C., Ortega F. J. High efficiency power amplifier based on envelope elimination and restoration technique // IEEE Energy Conversion Congress and Exposition. 2010. p. 3833-3840.

18. Qian Jin, Xinbo Ruan. Switch-linear hybrid envelope-tracking power supply with multilevel structure // IECON 2013 - 39th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society. 2013. p. 1325-1330.