Синтез и реализация усилителей мощности класса G с высоким КПД для OFDM-сигналов тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 00.00.00, кандидат наук Леонтьев Евгений Владимирович

• Леонтьев Евгений Владимирович
• кандидат наук
• 2024

Оглавление диссертации кандидат наук Леонтьев Евгений Владимирович

Введение

1. Схемы усилителей мощности: классификация, направления развития

1.1. Краткий обзор технологий изготовления усилителей мощности

1.2. Обзор параметров усилителей мощности при усилении сигналов с высоким пик-фактором

1.3. Обзор схемотехнических решений усилителей мощности

1.4. Схемы усилителей мощности, основанные на модуляции нагрузки

1.4.1. Краткая характеристика метода

1.4.2. ЫЫС-архитектура

1.4.3. Усилитель по схеме Доэрти

1.4.4. Балансная схема с модуляцией нагрузки

1.5. Схемы усилителей мощности, основанные на модуляции напряжения питания

1.5.1. Усилитель мощности с отслеживанием огибающей

1.5.2. Гибридная структура усилителя огибающей

1.5.3. Многофазная структура усилителя огибающей

1.5.4. Усилитель мощности класса О

1.6. Способы линеаризации усилителей мощности

1.7. Методы предыскажений

1.7.1. Основы метода предыскажений

1.7.2. Методы описания нелинейного оператора РЭ-систем

1.7.3. Решение задачи поиска оптимальных коэффициентов нелинейного оператора РЭ-систем

1.8. Выводы

1.9. Цель и задачи диссертации

2. Методика расчета параметров усилителя мощности класса О

2.1. Общие положения и постановка задачи

2.2. Расчет параметров УМ класса О при воздействии ЬТБ-сигнала

2.2.1. Анализ ОБОМ-сигнала во временной области

2.2.2. Определение параметров компараторов и детектора огибающей в

структуре УМ класса О

2.2.3. Расчет КПД усилителя мощности класса О для двух уровней напряжения питания

2.2.4. Расчет КПД усилителя мощности класса G для количества уровней напряжения питания больше двух

2.2.5. Расчет параметров УМ класса О при полном повторении амплитуды огибающей

2.2.6. Выводы

2.3. Методика синтеза усилителя мощности при переменном напряжении питания

2.4. Алгоритм синтеза УМ класса О

2.5. Выводы

3. Методика линеаризации УМ класса О

3.1 Общие положения

3.1.1. Паразитные эффекты при модуляции напряжения питания

3.2. Постановка задачи синтеза цепи линеаризации УМ класса О

3.3. Структурный синтез схемы коррекции РЭ-системы для УМ класса О

3.4. Анализ схемы коррекции на основе симметричных усилителей

3.5. Выводы

4. Моделирование и эксперимент

4.1. Моделирования УМ класса О при девиации коэффициента усиления 0,5 дБ

4.2. Моделирования УМ класса О при различной девиации коэффициента усиления

4.3. Моделирование УМ класса О при переменной девиации Ку

4.4. Реализация прототипа 3-ех уровневого УМ класса О без схемы коррекции

4.4.1. Анализ КПД для УМ класса О с низкой девиацией Ку

4.4.2. Результаты измерения трехуровневого УМ класса О

4.5. Выводы

Заключение

Список литературы

Приложение А

Приложение Б

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Синтез и реализация усилителей мощности класса G с высоким КПД для OFDM-сигналов»

Введение

Актуальность темы диссертации. Развитие беспроводных инфокоммуникационных систем привело к широкому применению CDMA-, OFDM- и иных методов [1], при которых передаваемый сигнал имеет высокий пик-фактор. Улучшение схемотехники усилителей мощности (УМ), обеспечивающих высокий КПД усилителя при средней мощности сигнала с высоким пик-фактором, является актуальной задачей научного исследования.

Для понимания данной проблемы в первой главе будет представлен обзор современных достижений в решении данной задачи. Уделено внимание методам построения усилителей мощности, классифицированы и обсуждены схемы, позволяющие решить задачу повышения КПД усилителя мощности при усилении сигнала с высоким пик-фактором. Из выводов первой главы будет определена актуальность развития методики синтеза УМ класса G, как перспективного схемотехнического решения при эффективном усилении сигналов с высоким пик-фактором. Во второй главе будет показана методика расчета основных параметров УМ класса G, а в третьей главе уделено внимание методике линеаризации данного класса УМ. Четвертая глава показывает результаты моделирования и эксперимента УМ класса G.

1. Схемы усилителей мощности: классификация, направления развития

1.1. Краткий обзор технологий изготовления усилителей мощности

Рассмотрим передовые технологии изготовления УМ. Широко используемая в современной практике КМОП-технология имеет низкое пробивное напряжение «исток-сток», что ограничивает максимальную выходную мощность кремниевого транзистора. Увеличение пробивного напряжения за счет экранирования области стока достигнуто в ЬЭМОБ-технологии. При пробивном напряжении 120 В максимальное напряжение «сток-исток» может достигать 50 В, что позволяет увеличить максимальную выходную мощность до нескольких киловатт. Кремниевая технология имеет высокие потери в подложке и на частотах от 6 ГГц эти потери значительно сказываются на характеристике УМ. Однако в силу низкой стоимости изготовления ЬЭМОБ-технология является лидером при разработке УМ до 4 ГГц [2].

Реализация высокомощных УМ на частотах в миллиметровом диапазоне длин волн стало возможным при использовании материалов из полупроводников группы А3В5. Реализация гетероперехода позволила увеличить подвижность свободных носителей заряда, а такие транзисторы получили название НЕМТ. Лидером по нелинейным характеристикам из данных материалов является нитрид галия (ОаЫ) [3]. ЬОМОБ-технология позволяет обеспечить максимальную мощность 80 мВт на 1 мм ширины затвора, что меньше чем у ОаЫ-технологии. Поэтому для обеспечения максимальной выходной мощности требуется использовать LDMOS-транзистор с большей шириной затвора, что является причиной более низких значений импеданса нагрузки, чем у ОаЫ-технологии. По теореме Боде-Фано низкое сопротивление нагрузки приводит к уменьшению максимально возможной ширины частот согласования транзистора [4], поэтому для

широкополосных задач даже на частотах до 4 ГГц LDMOS-технология уступает GaN.

Для GaN-технологии подложка из карбида кремния (SiC) является подходящей, так как имеет схожий коэффициент теплового расширения, но технология GaN-on-SiC является одной из дорогостоящих. Для уменьшения стоимости GaN-технологии используют подложку на кремнии (GaN-on-Si), что уменьшает стоимость изготовления транзистора, но также снижает его теплопроводность.

Таким образом, выбор между двумя передовыми технологиями изготовления твердотельных усилителей мощности зависит от поставленной задачи. Безусловно, GaN-технология наиболее перспективна, так как ее использование позволит создать УМ с наилучшими характеристиками, особенно в тех случаях, где стоимость изделия не будет иметь преимущественного значения.

1.2. Обзор параметров усилителей мощности при усилении сигналов с высоким пик-фактором

Для анализа различных схем УМ следует дать определение ряду параметров, которые описывают свойства УМ при усилении сигнала с пик-фактором. Корректный анализ усилителя мощности позволит однозначно сравнить архитектуры УМ между собой.

Для анализа нелинейной системы существуют стандартные параметры, такие как: значение выходной мощности при компрессии усиления на 1 дБ (output compression point 1 dB, OCPldB), точка пересечения 3-го порядка (third order intercept point, IP3) или интермодуляция 3-го порядка (third order intermodulation, IM3). Однако при сравнении различных архитектур УМ наибольший практический интерес представляют зависимости конверсии коэффициента усилении типа «AM-AM» и «АМ-ФМ», которые описывают вид нелинейной динамической характеристики УМ.

Зависимость типа «АМ-АМ» показывает как изменяется модуль коэффициента усиления в зависимости от входной мощности. Обычно величина модуля нормирована на значение коэффициента усиления в малосигнальном (линейном) режиме. Зависимость типа «АМ-ФМ» показывает изменение фазы коэффициента усиления. Обе зависимости строятся для наглядного представления динамического изменения модуля и фазы коэффициента усиления при различной входной мощности.

Для понимания зависимости КПД от выходной мощности необходимо ввести понятие «отстройка от максимальной выходной мощности (power output back-off, Pobo)», Pobo (дБ)= = Рвых (дБм) - Рвых макс (дБм). Данное представление позволяет сравнить результаты научных работ, в которых разработаны УМ с различной Рвых макс.

Ряд параметров: функция вероятности (probability dencity function, PDF) и дополненная интегральная функция распределения мощности сигнала (complementary cumulative distribution function, CCDF), относятся к анализу сигнала во временной области. Определение PDF и CCDF осуществляется путем измерения мощности сигнала в короткое время. Данный промежуток времени выбирается таким, чтобы мощность сигнала считалась постоянной, для этого время измерения должно быть в несколько раз меньше, чем 1/BW, где BW-ширины полосы сигнала. Данные измерения мгновенной мощности накапливаются в объеме времени, необходимом для статистического анализа, которое значительно больше, чем 1/BW. На рисунке 1.1 показан график PDF для LTE-сигнала [5]. Из данных PDF видно, каким будет КПД в большую часть моментов времени для УМ по схеме Доэрти и УМ класса AB. На рисунке 1.2 приведена зависимость CCDF для OFDM-сигнала стандарта LTE.

Отстройка от максимальной мощности, дБ

Рисунок 1.2 - Зависимость CCDF

Рисунок 1.1 - Зависимость КПД от Pobo

от пик-фактор сигнала

Такие параметры как: коэффициент утечки в соседнем канале (adjacent channel leakage ratio, ACLR) или коэффициент мощности в соседнем канале (adjacent channel power ratio, ACPR), амплитуда второй и третьей гармоники (H2/H3) - основные параметры при анализе усилителя в частотной области. Также во многих работах используют значение ACPR или ACLR зависимости для анализа эффективности систем линеаризации УМ. Основными параметрами, определяющими корректность принятых данных каналом связи при влиянии на сигнал нелинейных искажений, являются значения магнитуды вектора ошибки (error vector magnitude, EVM), нормализованная среднеквадратичная ошибка (normalized mean square error, NMSE) или коэффициент битовой ошибки (bit error ratio, BER), которые рассчитываются после демодуляции сигнала.

1.3. Обзор схемотехнических решений усилителей мощности

Максимальная мощность УМ может быть представлена через произведение максимального колебания напряжения и тока. Согласно вольтамперной характеристике (ВАХ) полевого транзистора (Рис. 1.3), максимальный ток через канал транзистора (/ш,макс) течет в диапазоне напряжений (Цит - Цисыщ).

Рисунок 1.3 - ВАХ полевого транзистора Приведем расчет максимальной выходной мощности для УМ класса А (/си =0,5

1си,макс) [3]

Я

си макс ^си ут) (^пит ^насыщ)

вых макс

8

8Д

(1.1)

опт

Для уменьшения вероятности пробоя из-за синфазного сложения побочных гармоник с основным тоном напряжение питания (^пит) должно быть меньше пробивного напряжения транзистора (^проб). Так как максимальный ток «сток-исток» (/си макс), ток утечки (/си ут) и минимальное напряжение «сток-исток», при котором достигается максимальный ток «сток-исток» (^насыщ), зависят от топологии транзистора и не могут быть изменены дополнительными схемотехническими решениями, целесообразно переписать Рвых макс (11) через оптимальное сопротивление нагрузки (Лопт), при котором достигается колебание тока до /си макс. Тогда, из условия достижения максимального КПД при максимальной выходной мощности следует, что при усилении сигнала с высоким пик-фактором необходимо уменьшить максимальную выходную мощность до средней мощности сигнала и увеличить Рвых макс при усилении пиков сигнала. Согласно формуле 1.1, для изменения максимальной мощности УМ по закону огибающей сигнала,

следует варьировать либо оптимальное сопротивление нагрузки (Допт), либо напряжение питания (^пит). Таким образом, все схемотехнические решения задачи построения УМ могут быть разделены на два класса: схемы УМ, основанные на модуляции нагрузки, и схемы УМ, основанные на модуляции напряжения питания.

1.4. Схемы усилителей мощности, основанные на модуляции нагрузки

1.4.1. Краткая характеристика метода

Для изменения сопротивления нагрузки следует разработать такую выходную согласующую схему усилителя мощности, которая будет изменять свое значение в зависимости от амплитуды входного сигнала. Согласно рисунку 1.3 при сопротивлении нагрузки RH = Яопт будет обеспечена максимальная выходная мощность УМ. В свою очередь, согласно (1.1) увеличение нагрузки даст уменьшение максимальной выходной мощности Рвых [6].

В связи с вышесказанным следует разработать такую выходную согласующую схему (output matching network, OMN), которая увеличит RH транзистора при низкой мощности сигнала и уменьшит RH до Яопт при пиковой мощности. Рассмотрим различные схемотехнические решения данной задачи.

1.4.2. LINC-архитектура

Предложенный в работе [7] метод дефазирования заключается в преобразовании сигнала x(t) = s(t)cos (w0t) в два разделенных по фазе сигнала путем переноса огибающей s(t) в фазу несущего колебания:

ГП £"акс ( _ (B(ty x±(t) = ——cos I w0t + arccos I-) ), (1.2)

2 \ ч^максу

Wc ( i£(t)\i x2(t) = —cos I <v0t — arccos I-) ), (1.3)

2 \ \

где £макс максимальное значение e(t). При математическом сложении данных сигналов происходит полное восстановление входного воздействия x(t). Привлекательность данного метода заключается в том, что нелинейные свойства двух усилителей мощности не приведут к искажениям xx(t) и x2(t), поэтому данное решение получило название «Линейный усилитель на нелинейных компонентах» (linear amplifier on nonlinear components, LINC).

Однако практическая реализация метода затруднена рядом обстоятельств. Точное преобразование сигналов xx(t) и x2(t) возможно только в цифровой области передатчика, поэтому радиочастотный тракт должен быть полностью разделен на два параллельных блока. Добиться полной идентичности СВЧ-блоков, состоящих из большого количества компонентов (смесителей, фильтров, усилителей и т.п.), невозможно даже при некоторой подстройке блоков между собой. Из-за не идентичности СВЧ-блоков при сложении xx(t) и x2(t) возникают искажения восстановленного сигнала. Изложенная проблема является ключевой при проектировании LINC-архитектуры, однако есть и другие трудности. Работы [8,9] рассматривают ограничение КПД схемы дефазирования или ограничение рабочего диапазона частот.

Для повышения эффективности УМ при средней мощности сигнала с высоким пик-фактором используется методика модуляции реактивной нагрузки усилителей. Модуляция нагрузки позволяет добиться высокого КПД для современных сигналов с высоким пик-фактором [9]. Использование в LINC-архитектуре УМ с высоким КПД, к примеру УМ класса F, при максимальной выходной мощности делает архитектуру перспективной для высокомощных применений.

Таким образом, УМ, построенный по методу дефазирования, является структурой, обеспечивающей коррекцию характеристик СВЧ-блоков в цифровой области передатчика, а также возможность строгого учета влияния паразитных элементов в СВЧ-тракте и схеме выходного сумматора мощности

[10]. Удвоение числа многих элементов для каждого СВЧ-плеча, задействование блоков ЦОС и элементов коррекции позволяют вправе считать LINC полноценной архитектурой, которая определяет структуру всей передающей системы.

В работе [11] приведены преимущества LINC-архитектуры с УМ класса E и рассчитано, что относительная рабочая полоса частот ^///0 может достигать 0,077, а теоретический КПД будет равен 80% при отстройке от максимальной мощности на 7 дБ. Практическая реализация УМ класса F с методом дефазирования описана в работе [12]. В данной работе ^///0 составляет 0,063, а КПД при POBO = -8 дБ равен 73%. Также, существуют многие другие работы, которые показывают актуальность задачи проектирования LINC-архитектуры несмотря на многочисленные трудности в практической реализации.

1.4.3. Усилитель по схеме Доэрти

Метод, изложенный в работе В. Доэрти [13], позволил обеспечить высокий КПД усилителя за счет вспомогательного УМ класса С. Усилитель класса С имеет напряжение «затвор-исток» меньше, чем напряжение отпирания транзистора, поэтому данный класс УМ усиливает только пики сигнала, превышающие напряжение отпирания. При малой входной мощности сигнала (не превышающей напряжение отпирания транзистора) ток «сток-исток» транзистора равен нулю, что соответствует бесконечному выходному сопротивлению транзистора. Однако при увеличении входной мощности, когда пики сигнала будут превышать напряжение отпирания, усилитель класса С будет усиливать пики сигнала, что приведет появлению тока «сток-исток» и изменению выходного сопротивления транзистора. Для получения максимальной мощности пиков на выходе усилителя класса С он также должен быть нагружен на оптимальное сопротивление нагрузки (рисунок 1.3). При синтезе любого УМ усилитель согласуется по выходу, трансформируя оптимальное сопротивление нагрузки в заранее принятое значение, обычно 50

Ом. Таким образом, в зависимости от амплитуды входного сигнала, выходное сопротивление усилителя класса С должно модулироваться от бесконечно большого сопротивления до 50 Ом. В. Доэрти предложил схему, которая позволяет изменять сопротивление нагрузки главного УМ от 2 Ропт до Ропт за счет изменения выходного сопротивления вспомогательного УМ класса С (рисунки 1.4, 1.5).

Рисунок 1.4 - Режим малой мощности Рисунок 1.5 - Режим большой мощности

Структура УМ по схеме Доэрти называется симметричной, когда главный и вспомогательный усилитель имеют одинаковую максимальную выходную мощность. Тогда, согласно рисунку 1.4, при малой входной мощности сигнала главный УМ будет иметь сопротивление нагрузки 2 Ропт, что эквивалентно уменьшению Рвых макс в 2 раза. Если УМ достигнет максимальной эффективности при максимальной выходной мощности, то можно сказать, что при модуляции нагрузки из 100 в 50 Ом отстройка от максимальной выходной мощности (Рово), при которой достигается максимальный КПД, равна 3 дБ. В усилителе по схеме Доэрти, кроме метода модуляции нагрузки, присутствует процесс сложения максимальной мощности главного усилителя и вспомогательного. Полная максимальная мощность в симметричной схеме Доэрти в два раза больше, чем у главного усилителя. Из этого следует, что в такой структуре оптимальное значение POBO, при котором достигается

максимальный КПД, складывается из модуляции нагрузки (3дБ) и процесса сложения мощностей (3дБ) и равно 6дБ.

Чтобы значение POBO приблизить к значению пик-фактора современных сигналов связи, следует увеличить максимальную мощность вспомогательного усилителя относительно главного (несимметричная схема Доэрти) или использовать два вспомогательных УМ (3-канальная схема Доэрти). На рисунке 1.6 изображены формы зависимостей теоретически возможного КПД от POBO в разных видах усилителя по схеме Доэрти.

90 80

70

^ 60

Ч 50

С

^ 40 30 20 10 0

Отстройка от максимальной мощности, дБ

Рисунок 1.6 - Характеристики схем Доэрти

Рассмотрим недостатки данного решения. Разработка OMN для УМ класса C построена на трансформации сопротивления Яот в 50 Ом в требуемом рабочем диапазоне частот. Однако, когда напряжение входного сигнала УМ класса С не превышает напряжения отпирания, схема OMN должна трансформировать Ян = да также в бесконечно большое сопротивление, что отражается на сложности ее реализации. Удовлетворение всех требований к сумматору Доэрти и цепям согласования транзисторов приводит к ограничению максимального диапазона рабочих частот [14].

В настоящий момент в литературе предложены способы синтеза УМ по схеме Доэрти с учетом сложного взаимодействия главного и вспомогательного усилителей. Рассмотрим некоторые из этих работ. В работе

Рово =8 дБ Рово = 6дБ В-.

г*

.0'

/ и гт''

/ Q _ симметричная схема Доэрти д несимметричная схема Доэрти З-ех канальная схема

( а''

г'

Доэрти

[15] приводится компактный способ согласования по выходу вспомогательного усилителя класса С, при этом выходная схема согласования усилителя класса С будет имеет высокую емкостную составляющую. Тогда, в режиме малой мощности высокий импеданс нагрузки будет конвертирован в низкое выходное сопротивление. Для данного случая целесообразно использовать инверсную схему Доэрти, где главный и вспомогательный усилители переставлены местами. Одной из актуальных проблем при синтезе усилителя по схеме Доэрти является увеличение рабочего диапазона частот. Для решения данной проблемы в работах [14, 16] применяется сумматор Доэрти с меньшим волновым сопротивлением инвертора импеданса, равным Х/4. Характеристики данных решений приведены в сравнительной таблице 1.1.

Таблица 1.1 - Сравнение УМ по схеме Доэрти

Схемы усилителей мощности с модуляцией нагрузки Относительная рабочая полоса частот, КПДоБО=8дБ, %

Инверсная схема Доэрти на основе анализа частотной характеристики [14] (2011 г.) 0,33 36-38

Симметричный инверсный ЬЭМОБ усилитель Доэрти [16] (2014 г.) 0,52 37-42

Перенастраиваемый КМОП-усилитель Доэрти [17] (2020 г.) 0,34 33-35

Так как УМ класса С усиливает только пики сигнала, превышающие напряжение отпирания, он является нелинейным элементом. При отстройке от максимальной мощности схемы Доэрти на 3 дБ считается, что главный усилитель имеет максимальную выходную мощность и все пики, превышающие его Рвых макс, будут сжаты. Поэтому УМ по схеме Доэрти имеет высокие нелинейные искажения (НИ). Для уменьшения искажений усилителя требуется обеспечить минимальную конверсию амплитуды и фазы в состоянии модуляции нагрузки главного УМ и при последующем суммировании мощности вспомогательного усилителя. Чтобы обеспечить

синфазное суммирование мощности главного и вспомогательного усилителей, требуется компенсировать разницу в набеге фаз УМ класса АБ и С. В работах [15,17] предложены методики компенсации разности фаз между главным и вспомогательным УМ для увеличения КПД при средней мощности сигнала или уменьшения НИ. В работе [17] приведена интегральная схема Доэрти с возможностью управления фазовым рассогласованием УМ класса АБ и С в зависимости от частоты сигнала.

1.4.4. Балансная схема с модуляцией нагрузки

В работе [18] представлена возможность модуляции нагрузки за счет дополнительного управляющего усилителя (УМупр), включенного в изолирующий порт направленного ответвителя в балансной схеме (рисунок 1.7).

Рисунок 1.7 - Балансный усилитель с модуляцией нагрузки (ЬМБА) Доказано, что сопротивление нагрузки двух балансных УМ есть функция от выходной мощности управляющего усилителя (Рвых упр) и мощности усилителей в балансной структуре (Рвых бал)

Дн = До (1 + ^2Рвыхупр/р л ). (1.4)

\ ' 1 вых бал I

По сравнению с усилителем по схеме Доэрти, балансный усилитель с модуляцией нагрузки имеет ряд преимуществ:

1) В схеме LMBA для максимальной выходной мощности не требуется учитывать фазовое рассогласование между балансными УМ и управляющим УМ.

2) В схеме LMBA для модуляции нагрузки в выходные согласующие схемы балансных усилителей и управляющего УМ не требуется вводить дополнительные схемотехнические решения.

Максимальный рабочий диапазон балансного усилителя с модуляцией нагрузки определяется только шириной согласования балансных и управляющего усилителей, а также максимальным рабочим диапазоном частот направленного ответвителя, что делает структуру более перспективной для широкополосных применений. Так, в работе [18] реализован LMBA c d///0 равной 0,33 с КПД = 37-40% при Pobo = -8 дБ.

1.5. Схемы усилителей мощности, основанные на модуляции напряжения питания

1.5.1. Усилитель мощности с отслеживанием огибающей

Данный класс схем использует дополнительный элемент - это усилитель огибающей (УО). Представим функцию входного сигнала как x(t) = e(t)cos (w0t), где e(t) - огибающая входного сигнала, которую определяет детектор огибающей, изображенный на рисунке 1.8. Задача УО заключается в усилении огибающей в K раз для обеспечения усилителя мощности потребляемым током при заданном изменении напряжения питания. На рисунке 1.9 показаны зависимости КПД от отстройки от максимальной выходной мощности (POBO) для усилителя мощности класса AB при разных напряжениях питания.

■30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 Отстройка от максимальной мощности, дБ

Рисунок 1.8 - УМ с Рисунок 1.9 - КПД от Pobo при разном напряжении

отслеживанием огибающей питания

Из рисунка 1.9 можно сделать вывод, что при усилении сигнала с приведенной PDF-зависимостью, УМ будет иметь высокий КПД при средней мощности сигнала при Цит = 8 В. Также он будет иметь максимальную выходную мощность пиков при Цит = 28 В. Если УО будет изменять напряжение питания от 8 до 28 В по закону огибающей то УМ увеличит свой КПД при средней мощности сигнала.

Существуют несколько вариантов работы усилителя с модуляцией напряжения питания: УМ с отслеживанием огибающей (envelope tracking power amplifier, ETPA), УМ c удалением и восстановлением огибающей (envelope elimination and restoration power amplifier, EERPA), полярная архитектура передатчика (polar transmitter, PT). Так как у детектора огибающей и УО, изображенных на рисунке 1.8, существует время отклика, то после ответвления мощности на детектор огибающей требуется поставить линию задержки, синхронизирующую колебание напряжения питания УМ с сигналом на его выходе.

EERPA имеет ограничитель СВЧ-мощности после ответвления мощности на детектор огибающей. Сигнал после ограничителя не имеет пик-фактора, поэтому синхронизация откликов сигналов не требуется, так как после ограничителя форма огибающей полностью потеряна. Однако УО в схеме EERPA должен обладать высокой линейностью для восстановления формы огибающей в выходном сигнале путем модуляции напряжения питания.

Следует заметить, что на рисунке 1.8 детектор огибающей не является обязательным компонентом. УО может принимать огибающую непосредственно от модема. Если в модеме преобразовать квадратурные составляющие в полярную форму, то возможно на УМ подавать только фазомодулированный сигнал, а на УО только амплитудно-модулированный. Данная концепция лежит в основе PT-архитектуры [19].

Усилитель огибающей в ETPA, PA или EERPA должен иметь высокий КПД при формировании ЦштО). Также КПД не должен зависеть от полосы сигнала. Последний критерий показывает, что УМ с модуляцией напряжения питания имеют параметр, которого нет в УМ с модуляцией нагрузки. Это оптимальная или максимальная величина полосы сигнала, при которой УО работает с высоким КПД.

В основном, исследования усилителей с модуляцией нагрузки акцентируют внимание на улучшении схемы УО, так как именно он является критическим элементом, определяющий КПД всей структуры УМ. Далее рассмотрим актуальные схемотехнические решения усилителя огибающей.

1.5.2. Гибридная структура усилителя огибающей

Самой распространённый схемой УО является схема, соединяющая линейную часть с низким КПД и импульсную часть с высокой эффективностью. Наиболее популярно параллельное соединение импульсной и линейной частей (Рис. 1.10).

¿Лпгг

Рисунок 1.10 - Гибридный усилитель огибающей

Высокая линейность данной структуры делает ее популярным решением для исследователей ЕЕЯРЛ. Однако в работе [20] показано, что при эффективности линейной части 30%, а импульсной 80-90% суммарное КПД составляет 60-65%. Если КПД усилителя мощности предполагается 50%, то общая эффективность ЕТРЛ будет 31%, что значительно меньше, чем у схемы Доэрти или ЬЫБЛ. Также, разделительная индуктивность (£разд) ограничивает полосу сигнала вблизи рассчитанного значения. Для задач, где требуется изменение ширины полосы сигнала в большом диапазоне, используется несколько импульсных частей с разной £разд [21].

1.5.3. Многофазная структура усилителя огибающей

Для увеличения КПД усилителя огибающей требуется отказаться от линейной части. Схема, основанная на принципе работы импульсного понижающего преобразователя, показана на рисунке 1.11.

Рисунок 1.11 - Многофазный усилитель огибающей Частота импульсов (^ор^) многофазного импульсного модулятора должна быть в 5 раз выше полосы сигнала. К примеру, для 77-го диапазона сотовой связи 5-го поколения полоса сигнал равна 130 МГц, тогда частота модулятора должна быть 650 МГц, что приведет к реализации модулятора на высокоскоростной программируемой логике и сделает систему более дорогостоящей. Безусловно, синтез многофазного импульсного модулятора в заказной интегральной схеме актуален на данный момент. При синтезе данного решения следует учитывать такой эффект, как рассогласование фаз иОРЖМ, которое следует отслеживать обратной связью [22], плавно адаптирующей скважность импульсов Ц/бр^. Также в работе [23] рассматривается влияние паразитных импульсных составляющих в УО и предлагается использовать фильтрацию в цепи питания УМ для уменьшения данного эффекта.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Леонтьев Евгений Владимирович, 2024 год

Список литературы

1. P. Banelli, S. Buzzi, G. Colavolpe, A. Modenini, F. Rusek, A.Ugolini "Modulation formats and waveforms for 5G networks: who will be the heir of OFDM?" IEEE Signal processing magazine, pp. 80-93, Nov. 2014.

2. S. J. C.H. Theeuwen, J. H. Qureshi "LDMOS technology for RF power amplifiers" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 60, no. 6, pp. 1755-1763, Jun. 2012

3. M.C.J.C.M. Kramer "Gallium Netride-based microwave high-power heterostructure field-effect transistor: design, technology and characterization" Technical University Eindhoven, 2006.

4. R. M. Fano "Theoretical limitations on the broadband matching of arbitrary impedances" Technical report. no. 41, Jan. 1948.

5. Z. Wang, Li Wang, R. Ma, X. Yang, S. Lanfrance "Envelope tracking line-up design considerations with high efficiency linearizable inverse class-F driver amplifier" Journal of Wireless Networking and Communications, no. 2(5), vol. 2, no. 5, pp. 83-94, 2012

6. S. C. Cripps "A theory for the prediction of GaAs FET load-pull power contours" IEEE MTT-S, 1983.

7. H. Chireix "High power outphasing modulation" Proc. of the Institute of Radio Engineers. Vol. 23. No. 11. Pp. 1370-1392. Nov. 1935.

8. Bi Jijun. "Chireix's/LINC Power Amplifier for Base Station Application Using GaN Devices with Load Compensation" Delft University of Technology, 2008.

9. А. А. Лосев. "Проблемы линеаризации усилителей мощности по методу дефазирования" М.: Труды НИИР, №4, 2014, С.66-77.

10. Perreault D.J. "A new power combining and outphasing modulation system for high-efficiency power amplification" IEEE Trans. on circuits and systems, pp.1713-1726, 2011.

11. И. В. Сивчек " Модуляция дефазированием в последовательной схеме с компенсацией Ширекса в классе EF2" Научно-технические ведомости СПбГПУ, Информатика. Телекоммуникации. Управление, Том 11, № 1, 2018.

12. H.C. Chang, Y. Hahn, P. Roblin, T. W. Barton "New mixed-mode design methodology for high-efficiency outphasing Chireix amplifiers" IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, vol. 66, no. 4, pp. 15941607, Dec. 2019.

13. W. B. Doherty. "A new high-efficiency power amplifier for modulated waves" Bell System Technical Journal, vol.15 no.3, pp.469-475, 1936.

14. K. Bathich, A. Z. Markos, G. Boeck "Frequency response analysis and bandwidth extension of the Doherty amplifier" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 59, no. 4, pp. 934-944, April 2011.

15. S. Kwon, M. Kim, S. Jung, J. Jeong, K. Lim, J. Van, H. Cho, H. Kim, W. Nah, Y. Yang "Inverted-load network for high-power Doherty amplifier" IEEE Microwave Magazine, vol. 10, no. 1, Feb. 2009.

16. J. H. Qureshi, W. Sneijers, R. Keenan, L. C. N. deVreede and F. van Rijs "A 700-W peak ultra-wideband broadcast Doherty amplifier" *NXP Semiconductor Nijmegen, 978 1-4799-3869-8/14, 2014.

17. A. Serhan, D. Parat, P. Reynier, M. Pezzin, R. Mourot, F. Chaix, R. Berro, P. Indirayanti, C. De Ranter, K. Han, M. Borremans, E. Mercier, A. Giry "A Reconfigurable SOI CMOS Doherty Power Amplifier Module for Broadband LTE High-Power User Equipment Applications" IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium (RFIC), 4-6 Aug. 2020.

18. R. Quaglia, S. Cripps "A Load Modulated Balanced Amplifier for Telecom Applications" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 66, no. 3, pp. 1328-1338, March 2018

19. E. McCune "Envelope tracking or polar—Which is it?" IEEE Microwave magazine, vol. 13, no. 4, May 2012.

20. Lopez, J., Li, Y., Popp, J.D., Lie, D.Y.C., Chen, K., Wu, S., Yang, T., Ma, G. "Design of Highly Efficient Wideband RF Polar Transmitters Using the Envelope-Tracking Technique" IEEE International Conference on Solid-State Circuits (ISSCC), vol. 44(9). pp. 2276-2294, 2009.

21. Kanbe, A., Kaneta, M., Yui, F., Kobayashi, H., Takai, N., Shimura, T., Hirata, H., Yamagishi, K. "New architecture for envelope-tracking power amplifier for base station" IEEE Asia-Pacific Conference on Circuits and Systems. Macao, 2008.

22. Wang, Zh. "Envelope Tracking power amplifiers for wireless communications" Artech House. London, 2014.

23. Zhang, Y., Rodriguez, M., Maksimovic, D. "Output filter design in high-efficiency wide bandwidth multi-phase buck envelope amplifiers" IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC). Charlotte, 2015.

24. J. L. Woo, S. Park, Y. Kwon "A wideband envelope-tracking CMOS linear transmitter without digital predistortion" IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium (RFIC), pp. 367-370, May, 2015.

25. S. Bhardwaj, S. Moallemi, J. Kitchen "A linearity enhancement technique for envelope tracked cascode power amplifiers" IEEE Texas Symp. on WMCS, pp. 367370, May 2020.

26. W. Li, G. Montoro, P. L. Gilabert "Agnostic envelope linearization of dynamically supplied power amplifiers for mobile terminals" Sensors 22, no. 10, May. 2022.

27. A. K. Kwan, M. Younes, R. Darraji, F. M. Ghannouchi "On track for efficiency: concurrent multiband envelope-tracking power amplifiers" IEEE Microwave Magazine, vol. 17, no: 5, May 2016.

28. S. Yerra, H. S. Krishnamoorthy, J. Hawke "Cascaded switching capacitor based multi-phase three-level buck converter for communication envelope tracking" IEEE Applied Power Electronics Conference (APEC), June 2021.

29. Б.М. Богданович Нелинейные искажения в приемно-усилительных устройствах. Издательство «Связь», Москва, 1980.

30. A. Katz, J. Wood, D. Chokola "The Evolution of PA Linearization: From Classic Feedforward and Feedback Through Analog and Digital Predistortion" IEEE Microwave Magazine, vol. 17, no. 2, Feb. 2016.

31. F. Roger "A 200mW 100MHz-to-4GHz 11th-order complex analog memory polynomial predistorter for wireless infrastructure RF amplifiers" IEEE ISSCC, pp. 94-95, 17-21 Feb. 2013.

32. Е. Б. Соловьева, А. Д. Шеллер "Методы линеаризации усилителей мощности с обработкой сигнала ошибки" СПбНТОРЭС: труды ежегодной НТК, № 1, 2019, С.64-68.

33. P. Destroys, V. M. Manyam, K. Tchambake, D.-K. G. Pham, Ch. Jabbour "Wideband power amplifier predistortion: Trends, challenges and solutions" 12th International Conference on ASIC (ASICON), 25-28 Oct. 2017.

34. A. Egger, M. Horn, T. Vien "Broadband linearization of microwave power amplifier" 10th European microwave conference, Sep. 1980.

35. G.M. Raz, B.D. Van Veen "Baseband Volterra filters for implementing carrier-based nonlinearities", IEEE Trans. on Sig. Proc., vol. 46, no. 1, pp.103 -114, Jan. 1998.

36. M. Schetzen "Nonlinear system modeling based on the Wiener theory" Proc. of the IEEE. vol. 54, no. 12, Dec. 1981.

37. R. N. Braithwaite "Crest factor reduction for down-link LTE by transmitting phase shifted resource blocks without side information" European Wireless Technology Conference, 28-29 Sept. 2009.

38. Е. Б. Соловьева, А. Д. Шеллер "Полином с памятью, как простая модель предкомпенсаторов для нелинейных каналов связи" Международный сборник научных трудов третьей международной заочной конференции. Ульяновск, май 2020, С.54-60.

39. D. R. Morgan, Z. Ma, J. Kim, M. G. Zierdt and J. Pastalan "A Generalized Memory Polynomial Model for Digital Predistortion of RF Power Amplifiers" IEEE Trans. on Sig. Proc., vol. 54, no. 10, pp. 3852-3860, Oct. 2006.

40. A. Zhu, J. C. Pedro and T. J. Brazil "Dynamic Deviation Reduction-Based Volterra Behavioral Modeling of RF Power Amplifiers," IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 54, no. 12, pp. 4323-4332, Dec. 2006.

41. A.Y. Kibangou, G. Favier "Wiener-Hammerstein systems modeling using diagonal Volterra kernels coefficients" IEEE Sig. Process. Letters, vol. 13, no. 6, pp. 381-384, June 2006.

42. L. Guan, A. Zhu "Optimized low-complexity implementation of least squares-based model extraction of RF power amplifier" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 60, no. 3, pp. 594-603, Mar. 2012.

43. J. Wood "System-level design considerations for digital pre-distortion of wireless base station transmitters" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 65, no. 5, pp. 1880-1890, May 2017.

44. Datasheet SC1894, maximintegrated.com. - URL: www.maximintegrated.com/en /products/comms/wireless-rf/SC1894.html (дата обращения: 24.09.2022).

45. W. Pan, L. Xia, X. Xia, C. Shi, Y. Ye, P. Gui, Y. Liu, Y. Tang "A digital predistortion method for fast frequency-hopping system" IEEE Internat. Symp. on Signal Processing and Information Technology (ISSPIT), Feb. 2020.

46. N. Ginzberg, T. Gidoni, Y. Schwartz, E. Cohen "Wideband Linearization of a Carrier Aggregation Transmitter Using Analog Signal Injection and 2-D Digital Predistortion" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 68, no. 6, pp. 2030-2040, June 2020.

47. P. Saad, R. Hou, R. Hellberg, B. Berglund "Ultra-wideband Doherty-like power amplifier" IEEE/MTT-S International Microwave Symposium - IMS, pp. 1215-1218, Aug. 2018.

48. M. J. Pelk, W. C. E. Neo, J. R. Gajadharsing, R. S. Pengelly, L. C. N. de Vreede "A high-efficiency 100-W GaN three-way Doherty amplifier for base-station applications" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 56, no. 7, pp. 1582-1591, July 2008.

49. D. A. Carvillo-Cartes, M. P. van der Heijden, M. Acar, M. de Langen, R. Wesson, F. van Rijs, L. C. N. de Vreede "A package-integrated Chireix outphasing RF switch-mode high-power amplifier" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 61, no. 10, pp.3721 -3732, Oct. 2013.

50. C. Chu, S. G. Dhar, X. Wang, A. Zhu "Waveform engineered sequential load modulated balanced amplifier with continuous class-F-1 and class-J operation" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 70, no. 2, pp. 1269-1283, Fab. 2022.

51. F. Balteanu, H. Modi, S. Khesbak, S. Drogi, P. DiCarlo "Envelope tracking LTE multimode power amplifier with 44% overall efficiency" IEEE Asia Pacific Microwave Conference (APMC), pp. 37-40, Jan. 2018.

52. S. M. Yoo, J. S. Walling, Eum Chan Woo, B. Jann, D. J. Allstot "A switched -capacitor RF power amplifier" IEEE journal of solid-state circuits, vol. 46, no. 12, Dec. 2011

53. N. Wolff, W. Fellow Heinrich, O. Bengtsson. "Highly Efficient 1.8-GHz Amplifier With 120-MHz Class-G Supply Modulation" IEEE Trans. Microw. Theory Techn., vol. 65(12), pp. 5223-5230, 2017.

54. S. Afsardoost, T. Erikssonand, C. Fager "Digital predistortion using a vector-switched model" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 60, no. 4, pp. 1166-1174, Apr. 2012.

55. A. Zhu, P. J. Draxler, C. Hsia, T. J. Brazil, D. F. Kimball, P. M. Asbeck "Digital predistortion for envelope-tracking power amplifiers using decomposed piecewise Volterra series" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol.

56. no. 10, pp. 2237-2247, Oct. 2008.

56. A. Kumar, M. Rawat "Adaptive dual-input analog RF predistorter for wideband 5G Communication Systems" IEEE Trans. on Circ. and Sys. I, vol. 68, no. 11, pp. 4636-4646, Nov. 2021.

57. C. Florian, T. Cappello, R. R. Paganelli, D. Niessen, F. Filicori "Envelope tracking of an RF high power amplifier with an 8-level digitally controlled GaN-on-Si supply modulator" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 63, no. 8, pp. 2589-2602, Aug. 2015.

58. N. Wolf, W. Heinrich, O. Bengtsson "Analysis of the switching threshold in dual-level class-G modulated power amplifiers" INMMiC, Oct. 2015.

59. Пятак И.М., Леонтьев Е.В. "Моделирование радиотехнических устройств с регулируемыми параметрами в среде LabVIEW" Научно-технические ведомости СПбГПУ. Информатика. Телекоммуникации. Управление, 2015, № 4. С. 19-24.

60. Леонтьев Е.В., Коротков А.С., Балашов Е.В., Березняк А.Ф. "Применение среды LabVIEW в задачах автоматизированного проектирования СВЧ МИС в САПР Microwave Office" Сборник тезисов 2-ой международной научной конференции "Микроэлектроника-2016", 2016, C. 384-385.

61. Леонтьев Е.В., Коротков А.С., Балашов Е.В., Березняк А.Ф. "Применение среды LabVIEW в задачах автоматизированного проектирования СВЧ МИС в САПР Microwave Office" Наноиндустрия. №S (74), 2017, С. 531-533.

62. T. Cao, Y. Liu, W. Chen, C. Yang, J. Zhou "Analytical design solution for optimal matching of hybrid continues mode power amplifiers suitable for a high-efficiency envelope tracking operation" Electronics (MDPI), no. 8, Apr. 2019.

63. J. C. Pedro, C. Luis, P. M. Cabral "A simple method to estimate the output power and efficiency load-pull contours of class-B power amplifiers" IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, vol. 63, no. 4, pp. 1239-1249, Apr. 2015.

64. Q. Hammi, M. O. H. Khalifa "System level oriented load-pull based design of envelope tracking power amplifiers for LTE applications" 16th Mediterranean Microwave Symposium (MMS), pp. 1-4, 2016.

65. Леонтьев Е.В., Коротков А.С., Балашов Е.В. "Методика анализа на устойчивость GaN HEMT в режиме большого сигнала при синтезе МИС УМ в САПР Microwave Office" Сборник тезисов 3-ей международной научной конференции "Микроэлектроника-2017", 2017, C. 374-375.

66. Леонтьев Е.В., Коротков А.С., Балашов Е.В. "Методика анализа на устойчивость GaN HEMT в режиме большого сигнала при синтезе МИС УМ в САПР Microwave Office" Наноиндустрия. №S (82), 2018, С. 453-455.

67. Леонтьев Е.В., Коротков А.С., Матвеев Ю.А. "Усилитель мощности класса G для инфокоммуникационных систем" Сборник тезисов 7-ой международной научной конференции "Электронная компонентная база и микроэлектронные модули" российского форума "Микроэлектроника-2021", 2021, C. 930-931.

68. Леонтьев Е.В. Коротков А.С. Матвеев Ю.А. "Усилитель мощности класса G для инфокоммуникационных систем" Наноиндустрия. Спецвыпуск. том 14, №7s, (107), 2021, с.940-941.

69. Леонтьев Е.В., Коротков А.С., Матвеев Ю.А. "Усилитель мощности класса G для инфокоммуникационных систем" Наноиндустрия, том 15, №6 (116), 2022, С.368-375. (РИНЦ) DOI: 10.22184/1993-8578.2022.15.6.368.375

70. Leontiev E.V. Class G power amplifier synthesis based on the probability density function dependence of the transmitted signal // Computing, Telecommunications and Control, vol. 17, №2, 2024, PP. 17-23 (ВАК, РИНЦ).

71. S. Sehajpal, S. S. Taylor, D. J. Allstot, J. S. Walling "Impact of switching glitches in class-G power amplifier" IEEE Microwave and wireless components letters, vol. 22, no. 6, pp. 282-284, June. 2012.

72. M. Sarkar, G. Anand, R. SivaKumar "Light weight active 1 - 18 GHz ultrahigh speed SPDT switch for radar warning receiver systems," IEEE MTT-S

International Microwave and RF Conference (IMARC), pp. 1-6, Mumbai, India, 2019.

73. M. J. Wlodyka "A thesis submitted in partial fulfillment of the requirements for the degree of master applied science" April, 1986.

74. С.Е. Ермаков, Е.В. Леонтьев "Сравнительный анализ потребляемой мощности системы предыскажений для 5G базовых станций с малым покрытием соты" Материалы Всероссийской конференции "Неделя науки ИЭиТ", 2022, C. 110-112.

75. M. Alon, Y. Shor, A. Moshkin, T. Dagan "Envelope tracking power amplifier using short-time Fourier transform" IEEE Microwave and wireless components letters, vol. 31, no. 6, June 2021

76. O. Nonet, W. Demenitroux, F. Ploneis, D. Barataud, M. Campovecchio "Compact design of a L-band 40W 40MHz envelope tracking GaN power amplifier for small cells" Proceedings of the 51st European Microwave Conference, 2021

77. L. C. N. de Vreede, R. Gajadharsing and W. C. E. Neo "On the bandwidth performance of Doherty amplifiers" IEEE International Wireless Symposium (IWS), pp. 1-4, Beijing, China, 2013.

Приложение А

Модель УМ класса О при трех уровнях коммутации напряжения питания

Приложение Б

Модель УМ класса О при пяти уровнях коммутации напряжения питания

иШШ№